具体实施方式

下面将结合本发明实施方式，对本发明实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式仅仅是本发明一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本发明中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本发明保护的范围。

实施例1

如图1所示，本发明的一种高压互感器群运行状态实时采集系统，其包括若干个高压互感器、若干个检测通道和处理器。

若干个高压互感器组成高压互感器群，本实施例的采集系统监测高压互感器群的运行状态实时数据。

若干个检测通道用于检测高压互感器群中每个高压互感器群的运行状态实时数据，一个检测通道检测一个高压互感器二次侧电压和电流，并将检测结果发给给处理器。本实施例中，若干个检测通道结构和原理相同，因此，在此只介绍其中一路检测通道。优选的，检测通道包括二次侧电压调理电路、泄露电流调理电路、温度检测模块、湿度检测模块和压强检测模块。

二次侧电压调理电路，用于检测高压互感器二次侧输出电压，并对检测的模拟量进行信号调理后输入至处理器的第一数字输入端。泄露电流调理电路检测高压互感器的泄露电流，并对检测的模拟量进行信号调理后输入至处理器的第二数字输入端。

温度检测模块检测高压互感器的温度值，并将该温度值发送给处理器。

湿度检测模块检测高压互感器所处环境的湿度值，并将该湿度值发送给处理器。

压强检测模块检测高压互感器的压强变化，并将压强变化值发给给处理器。

处理器，接收二次侧电压调理电路和泄露电流调理电路输出的数字信号并求出两个信号的相位角差和介质损耗角正切值，得出高压互感器的介质损耗；接收采集压强、湿度、温度的数据，并将采集到的压强、湿度、温度数据代入预设的数学模型，计算出气体的密度、含水量，判断高压互感器的绝缘性能；将压强、湿度、温度数据与基于二次侧电压和泄露电流分析出的介质损耗进行互相验证，增强了本系统对故障监测的可靠性。

本实施例的工作原理为：二次侧电压调理电路和泄露电流调理电路同步检测，并将检测结果发给给处理器，处理器基于高压互感器二次侧电压和泄露电流得出高压互感器的介质损耗；与此同时，温度检测模块、湿度检测模块和压强检测模块实时检测高压互感器的压强、湿度和温度数据，并将采集的环境数据与介质损耗相互验证，得到更符合实际的介质损耗。

本实施例的有益效果为：基于高压互感器二次侧电压和泄露电流得出高压互感器的介质损耗，并且将压强、湿度、温度数据与基于二次侧电压和泄露电流分析出的介质损耗进行互相验证，增强了本系统对故障监测的可靠性。

实施例2

高压互感器的介质损耗测量属于高电压、微电流、小角度的精密测量，对测量方法要求很高，只有能够有效降低误差，测量出的数据才能准确的反映设备的绝缘状态。在测量中，噪声是一种不希望的扰乱信号，它是限制和影响测量仪器的灵敏度、精噪声所形成的白噪声和低频噪声，这些噪声是无法用屏蔽等措施消除的。为了减少噪声对有用信号的影响，常用窄带滤波器滤除带外噪声，以提高信号的信噪比。但是，由于一般滤波器的中心频率不稳而且它的带宽与中心频率，以及滤波器的Q值有关等原因，使它不能满足更高的滤除噪声之要求，并且存在较大的误差，导致测量数据无法精确反应高压互感器的介质损耗，因此，为了解决上述问题，本实施例中，用微电流传感器检测设备末端的泄露电流，母线端利用电容分压原理，抽取二次电压信号，两路模拟信号经整型、滤波、放大及同步采样后由A/D转换器转换为离散的数字信号，然后经处理器利用虚拟仪器求出两个信号的相位角差和介质损耗角正切值。具体的结构和原理如下：

泄露电流调理电路，用于检测高压互感器泄露电流，并对采集的模拟信号进行整形、滤波、放大及同步采样后转换为数字信号，将该数字信号送入处理器中处理。传统的泄露电流检测常采用超声波局部放电检测，但由于检测到超声波信号非常微弱，且现场存在多种干扰源，会导致信号淹没在噪声中，存在较大的误差。因此，为解决上述问题，本实施例中，泄露电流调理电路用微电流传感器检测高压互感器末端的泄露电流，如图2所示，其包括顺次连接的电流传感器、第一积分器、高通滤波器、相位校正电路、第二积分器、程控功率放大器和第一A/D变换器。

电流传感器，检测高压互感器末端的泄露电流。优选的，电流传感器可以选用电子式电压互感器。

第一积分器，由于电流传感器的互感系数很小，其输出电压很微弱，为保证信号不丢失，对其采样电压进行了积分放大。

高通滤波器，由于器件自身的原因或者外界温度的影响，可能会导致第一积分器及其它芯片存在直流偏移量输出，因此为消除直流偏移量的影响，本实施例中设置高通滤波器可有效滤除直流偏移量。本实施例中，并不涉及对高通滤波器的结构改进，可以采用现有的高通滤波器实现，在此不再累述。

相位校正电路，由于电流传感器本身存在一定的角差，使得第一积分器无法完全实现90°移相，它的滞后相移总是要略大于90°，降低了系统的检测精度，因此，为了保证第一积分器输出电压与高压侧电压相位一致，本实施例中设置了相位校正电路，可在0-10°范围内调节第一积分器输出电压的相角。

第二积分器，第一积分器的输出电压经相位校正电路校正后，其输出电压与高压互感器一次侧相位以及一致，但是第一积分器进行积分处理后，电压变化系数与电网频率相关，电网频率波动会影响到高压互感器测量的准确性，目前实际运行中，实际电力系统频率最低仍有±0.2％的波动，因此，为了消除电网波动对高压互感器的影响，本实施例中设置了第二积分器，其与第一积分器相互配合，以消除电网频率波动对高压互感器检测精度的影响。

程控功率放大器，由于泄漏电流幅度随着塔型、运行电压、天气等情况不同而不同，甚至有20倍左右的差别，因此，为了使第一A/D变换器的模拟输入引脚电压稳定，本实施例中设置了程控功率放大器，在数据转换前动态改变信号的增益。

本实施例的工作原理为：电流传感器检测高压互感器末端的泄露电流，并将其转换为电压信号，将该电压信号输出至第一积分器，第一积分器对该电压信号进行积分放大，并将放大后的信号输入至高通滤波器，高通滤波器滤除输入信号中的直流成分，滤除后的信号输出至相位校正电路，相位校正电路在预设范围内调节输入信号的相角，使其与输出信号电压与电流传感器一次侧电压相位一致，相位校正电路将相位一致的电压信号输入至第二积分电路，第二积分电路消除电网频率波动对电流传感器采集精度的影响，第二积分器输出电压信号至程控功率放大器，程控功率放大器改变信号增益，并将增益后的电压信号输入至第一A/D转换器，由第一A/D转换器将输入的电压信号转换为离散数字信号，并输入至处理器的第一数字输入端。

本实施例的有益效果为：采用微电流传感器检测设备末端的泄露电流的方法相比于传统的超声波局部放电检测方法，其抗干扰能力更强，可以将有用信号从噪声中提取出来，减少系统检测的误差；

在泄露电流调理电路中设置高通滤波器，可以消除由于器件自身的原因或者外界温度的影响导致第一积分器及其它芯片的直流偏移量输出，可以有效滤除直流偏移量；

在泄露电流调理电路中设置第一积分器和相位校正电路，可以使得后级检测的电压信号相位与高压互感器一次侧电压相位一致，提高处理器数字信号处理精度，降低系统的误差；

在泄露电流调理电路中设置第一积分器、相位校正电路和第二积分器，第一积分器的输出电压经相位校正电路校正后，其输出电压与高压互感器一次侧相位以及一致，但是第一积分器进行积分处理使电压变化系数与电网频率相关，电网频率波动会影响到高压互感器测量的准确性，第二积分器与第一积分器相互配合，以消除电网频率波动对高压互感器检测精度的影响。

实施例3

在实施例1的基础上，为了减小系统的误差，本实施例提供了一种降低二次侧电压调理电路检测误差的结构和工作原理，具体的，如图2所示，二次侧电压调理电路包括电容分压电路、电压跟随器、同相放大器、调零电路和第二A/D转换器。

电容分压电路，抽取高压互感器二次电压信号。优选的，如图3所示，电容分压电路包括电容C1、可调电容C2、电容C3、电阻R8-R10、电位器RP3、气体放电管TV1和双向瞬态二极管D2；具体的，电容C3的一端输入高压互感器二次电压信号，电容C3的另一端通过电位器RP3与电容C1的一端电性连接，电容C1的另一端与电压跟随器的输入端电性连接，气体放电管TV1并联在电容C1的两端，可调电容C2并联在电容C1的两端，电阻R10并联在可调电容C2的两端，电阻R8的一端与电容C1的一端电性连接，电阻R8的另一端通过电阻R9与电容C1的另一端电性连接，双向瞬态二极管D2并联在电阻R9的两端。其中，电容C3为高压标准电容，电容量取值在10pF-20pF区间；电容C1为云母电容器，电容量在数十nF数量级，可选10nF；电容C3与电位器RP3构成了电容分压模式，电容C1和电阻R8-R10构成了电阻分压模式，采用电容分压和电阻分压两级分压模式，一方面可以降低电容C1的制造难度，另一方面可以降低过电压对二次侧电压调理电路的影响，起到保护二次侧电压调理电路的作用；电位器RP3和所占工频串联阻抗比例数量级与电阻R8-R10的并联导纳比例数量级相同，可以将正弦形式的电流电压转化为复数以方便计算；电位器RP3与可调电容C2安装连接结构上可以满足电阻与电容的调节。本实施例中，用Vin表示高压互感器二次电压信号。

电压跟随器，起到隔离、阻抗匹配和提高带载能力。属于现有技术，不再累述。

同相放大器，对电容分压电路抽取的高压互感器二次电压信号进行放大，属于现有技术，在此不再累述。

调零电路，消除同相放大器的反相输入端零点漂移问题，属于现有技术，在此不再累述。其电路图可以选用如图3所示的电路，其中电阻R5、电阻R6、电阻R2和电位器RP2构成了调零电路。

第二A/D转换器，将同相放大器输出的模拟信号转换为数字信号，属于现有技术，在此不再累述。其中，如图3所示，用A/D表示第二A/D转换器的模拟输入端。

为了实现二次侧电压调理电路和泄露电流调理电路的同步采样，本实施例中，还设置了GPS接收模块，其接收外部GPS授时信号，并输出PPS秒脉冲信号和UART授时定位信号至处理器，处理器抓取PPS秒脉冲信号并通过其I/O口输出PPS秒脉冲信号至第一A/D转换器和第二A/D转换器，实现第一A/D转换器和第二A/D转换器同步采样。其中，GPS接收模块可采用现有技术实现，在此不再累述。

本实施例的工作原理为：电容分压电路对高压互感器二次侧输出电压进行分压，输出分压后的电压信号，该电压信号经过电压跟随器进行阻抗匹配后输入至同相放大器的同相输入端，同相放大器对该电压进行放大，同时，调零电路消除同相放大器的零点漂移，同相放大器输出放大的电压信号至第二A/D转换器，第二A/D转换器将该电压信号转换为数字信号，并输出至处理器，处理器将高压互感器二次测量抽取的电压作为标准，计算与测量的泄露电流之间的夹角的正切值，得出介质损耗。

本实施例的有益效果为：电容分压电路采用电容分压和电阻分压两级分压模式，一方面可以降低电容C1的制造难度，另一方面可以降低过电压对二次侧电压调理电路的影响，起到保护二次侧电压调理电路的作用；同时，可以将正弦形式的电流电压转化为复数以方便计算，降低系统的误差。

以上所述仅为本发明的较佳实施方式而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。