具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

如图1～图4所示，一种宽带多极化平面反射阵天线，包括平面介质基板2，在平面介质基板2的第一表面和第二表面按照设定规律设置多个无源微带谐振振子，多个无源微带谐振振子将平面介质基板2划分为若干个天线单元，在每个天线单元中，包含一个位于第一表面的无源微带谐振振子3a(或4a)和一个位于第二表面的无源微带谐振振子3b(或4b)，位于第一表面的无源微带谐振振子和位于第二表面的无源微带谐振振子平行，且均位于天线单元的中心并呈中心对称，同时具有相同的微带宽度W，位于第二表面的无源微带谐振振子具有固定的微带长度Lb；在平面介质基板2的一侧设有反射板6，反射板6与第二表面相对，并与第二表面之间保持设定高度的空气层5。

本实施例中，多个无源微带谐振振子分别沿与X轴平行的若干条平行线、与Y轴平行的若干条平行线独立、交替、等间距均匀布置，并在第一表面和第二表面形成格栅分布，构成平面反射阵列，双极化馈源天线1以设定角度朝向第一表面，用于发射或接收电磁波信号，平面反射阵列用于将馈源天线1发射的电磁波信号反射至目标区域，或者将来自目标区域的电磁波信号反射至馈源天线1。

位于第一表面的无源微带谐振振子具有多种微带长度，通过调节第一表面的无源微带谐振振子的微带长度即可获得满足设计要求的反射相位补偿范围；通过固定第二表面的无源微带谐振振子长度、改变第一表面的无源微带谐振振子长度的方式补偿反射相位，保证在馈源天线1照射后，平面反射阵列能在垂直于设计波束方向的平面上产生等相位面。通过计算馈源天线1的相位中心与各个天线单元间的电磁波路程差，进而弥补各个天线单元与中心阵元因电磁波路程差而引起的相位差；独立地调整沿X轴向无源微带谐振振子长度补偿X轴向反射相位值；独立地调整沿Y轴无源微带谐振振子长度补偿y轴向反射相位值；以及调整X、Y轴向相邻无源微带谐振振子单元间的反射相位差，实现平面反射阵天线多种极化方式；当线极化馈源天线的极化方向沿X轴时，可以产生沿X轴方向线极化等相为平面波前；当线极化馈源天线的极化方向沿Y轴时，可以产生沿Y轴方向线极化等相为平面波前；当馈源天线的极化与平面反射阵列45°或135°对角线平行时，并使沿X轴和Y轴的天线单元间存在+90°或-90°固定反射相位差，可以产生左旋或右旋(或相反，取决于+或-90°反射相位差)圆极化等相为平面波前。

为进一步扩展工作带宽，在平面介质基板2与金属材质的反射板之间设计引入一定高度的空气层5；结合平面反射阵列的设计基本原理，阵列天线单元所需补偿的反射相位可由公式(1)获得：

其中：φ_c为天线单元反射相位补偿；由于传输相位的周期性，m为任意整数；表示电磁波在空间的传播常数；为馈源天线相位中心到阵面任意单元的位置矢量；表示阵面任意单元到阵面中心的位置矢量；表示设计实施例天线阵列主波束指向的单位矢量。

根据平面反射阵列的设计基本原理，为避免阵列天线栅瓣的出现，天线单元间距d应满足：

d≤0.5λ_fh (2)

其中，λ_fh为最高工作频率所对应的自由空间波长，即相邻两个天线单元之间的间距不超过最高工作频率所对应的自由空间半波长。

由于天线单元的相移曲线直接影响平面反射天线的工作带宽，本实施例中，天线单元是由双层无源微带结构的堆叠谐振振子构成，采用PCB(Printed Circuit Board，印制电路板)蚀刻工艺印制于单层平面介质基板2的第一、第二表面，为避免无源微带结构因馈源发射或阵面接收的电磁波出现感应电流寄生效应，进一步地提高交叉极化水平，无源微带谐振振子的宽度W满足：

W＜0.125λ_f0 (3)

其中，λ_f0为中心工作频率所对应的自由空间波长。

为进一步地扩展天线单元的相移带宽，在平面介质基板2与反射板6之间引入高度为h的空气层，其可等效成另一种介质层，即ε_r＝ε₀＝1，空气层介质损耗更小，具有更小的Q值，因此能够有效地扩展天线单元的相移带宽，一般地空气层的高度h满足：

h≤0.25λ_fh (4)

其中，λ_fh为最高工作频率所对应的自由空间波长。

本实施例中，通过固定天线单元位于第二表面的无源微带谐振振子的微带长度Lb，调整第一表面堆叠谐振振子尺寸Lt的方式补偿反射相位。图5分析了在工作中心频率时，不同的位于第二表面的无源微带谐振振子长度Lb对反射相位随第一表面的无源微带谐振振子长度Lt变化曲线的影响，可以看出天线单元其移相范围大于360°，满足平面反射阵列天线设计要求。本实施例中，为保证各单元的在结构上相互不干涉，位于第二表面的无源微带谐振振子的微带长度Lb满足：

Lb＜d-W (5)

其中，d为天线单元间距，W为无源微带谐振振子的微带宽度。

为保证本实施例中双极化馈源天线等幅激励平面单元，实现多极化功能，如图4所示，馈源天线水平线极化电场方向与阵列X轴向平行；馈源天线垂直极化电场方向与阵列Y轴向平行；馈源天线合成45°线极化电场方向与阵列45°对角线平行；馈源天线合成135°线极化电场方向与阵列135°对角线平行。通过独立地补偿X、Y轴向的阵列单元反射相位以及X、Y轴向阵列各单元的相位差，实现在设计方向上的等相位水平、垂直和圆极化(包括左旋和右旋圆极化)波束的反射。

天线单元补偿相位与无源微带谐振振子的参数成线性关系，阵列反射相位经反射阵天线相位补偿公式计算，得到各单元相位后即可调整单元振子的参数。由于馈源天线辐射的电磁波到反射阵列各个单元的路径不同，各个单元间存在由路径差导致的相位差。设计平面反射阵列时，往往为了使平面反射阵列天线各个单元保持设计方向上的同相辐射，变极化反射阵天线基于该原理，将同相圆极化反射波，独立地分解成两相位差为90°的等幅正交线极化反射阵设计。按照X、Y轴向振子的分布分别调整堆叠振子单元参数补偿反射相位同时，该技术要求沿X和Y轴向的补偿相位差为90°，即平面阵面沿X轴向任意位置处的天线单元与其相邻的沿Y轴向天线单元需补偿的反射相位关系满足：

其中，φ_xc，φ_yc分别为阵面任意位置处的沿x轴向天线单元与其相邻的沿y轴向天线单元反射相位补偿值；m为任意整数；表示电磁波在空间的传播常数；分别为馈源天线相位中心到阵面任意沿x轴向天线单元与其相邻的沿y轴向天线单元的位置矢量；表示阵面任意沿x轴向天线单元与其相邻的沿y轴向天线单元到阵面中心的位置矢量；表示设计实施例天线阵列主波束指向的单位矢量。

本实施例通过采用结构简单的单层平面介质基板，在平面介质基板的上、下两面堆叠的双层振子结构，有效地简化了复杂的单元结构；通过固定下层无源微带谐振振子长度，改变上层无源微带谐振振子长度，有效简化单元设计参数，缩短单元仿真及优化周期，利用商用仿真软件可便捷获得各单元反射相位补偿值；通过多个无源微带谐振振子分别沿与X轴平行的若干条平行线、与Y轴平行的若干条平行线独立、交替、等间距均匀布置，并在第一表面和第二表面形成格栅分布，综合分析相邻正交的天线单元间耦合作用对反射相位的影响，具有良好的多极化特性、良好的交叉极化特性；天线单元的反射相位与单元参数存在近似线性关系，只需设计一组相移曲线即可设计出满足圆极化要求的反射阵，简化设计方法。

由于线极化馈源喇叭天线结构简单，辐射波束稳定，且实际产品较多。为避免馈源喇叭的遮挡效应，本设计采用偏馈15°设计，天线辐射方向图如图6～图13所示。

图6、图7给出了天线在中心频率馈源极化方向位于135°时的E面、H面归一化方向图；图8、图9给出了天线在中心频率馈源极化方向位于45°时的E面、H面归一化方向图。从图中可以看出天线方向图稳定，半功率波瓣宽度在6.5°左右，第一副瓣电平约为-20dB。天线在宽频带范围内的圆极化辐射方向图均实现了高增益和低副瓣。天线可分别实现由线极化变换成左旋圆极化以及由线极化变换成右旋圆极化。

图10、图11给出了天线在中心频率馈源极化方向位于X轴向时的E面、H面归一化方向图；图12、图13给出了天线在中心频率馈源极化方向位于Y轴向时的E面、H面归一化方向图。从图中可以看出天线方向图稳定，半功率波瓣宽度在6°左右，第一副瓣电平约为-18dB。天线在宽频带范围内的线极化辐射方向图均实现了高增益和低副瓣。天线可分别实现水平极化以及垂直极化。

根据所述设计实施例方案，天线左旋、右旋圆极化1dB增益带宽可分别达到30.3％和29.2％；左旋、右旋圆极化3dB轴比带宽分别达到44％和41.2％。所述线-圆极化变换性能良好。同时，本设计实例水平(X轴向)和垂直(Y轴向)线极化1dB增益带宽分别达到28％和23.5％。

通过上述技术方案，设计出了一种新的网格型线-圆变极化宽带平面反射阵天线。相对于传统设计方法和思路，有效地简化单元结构与分析过程，并减小单元间的耦合。所述单元均按照调整上层堆叠振子尺寸的方式进行相位补偿，为保证线极化馈源等幅激励反射阵列单元，馈源线极化电场方向与阵列对角线平行，并且通过独立地补偿X、Y轴向的阵列单元反射相位以及X、Y轴向阵列各单元的相位差，实现在设计方向上的等相位圆极化波束的反射。单元补偿相位与振子参数成线性关系，阵列反射相位经反射阵天线相位补偿公式计算，得到各单元相位后即可调整单元振子的参数。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。