一种用于生物电信号测量电路的低噪声高线性度电容耦合放大器
阅读说明：本技术 一种用于生物电信号测量电路的低噪声高线性度电容耦合放大器 (Low-noise high-linearity capacitive coupling amplifier for bioelectric signal measuring circuit ) 是由 赵梦恋 邬明洲 杨小林 赵依博 周奕兆 吴晓波 于 2020-12-01 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种用于生物电信号测量电路的低噪声高线性度电容耦合放大器,其采用电流复用的放大器拓扑将放大器的热噪声减小为原来的一半,同时通过高频斩波技术大幅减低了低频区的闪烁噪声。对于斩波开关切换过程中产生的巨大毛刺,本发明采用双重死区开关技术进行消除,大幅降低了测量电路输出信号的谐波分量,提高了系统的线性度。另外,本发明差分运放采用开关电容共模反馈,在降低功耗的同时避免了可能发生的共模震荡,并且通过合理安排切换时序进一步降低开关切换对系统的影响。(The invention discloses a low-noise high-linearity capacitive coupling amplifier for a bioelectricity signal measuring circuit, which reduces the thermal noise of the amplifier to half of the original thermal noise by adopting an amplifier topology of current multiplexing and greatly reduces the flicker noise of a low-frequency area by a high-frequency chopping technology. For huge burrs generated in the switching process of the chopping switch, the double dead zone switching technology is adopted for eliminating, so that the harmonic component of the output signal of the measuring circuit is greatly reduced, and the linearity of the system is improved. In addition, the differential operational amplifier adopts the common-mode feedback of the switched capacitor, thereby reducing the power consumption, avoiding the possible common-mode oscillation and further reducing the influence of the switching on the system by reasonably arranging the switching time sequence.)
技术领域
本发明属于生物医疗电子技术领域，具体涉及一种用于生物电信号测量电路的低噪声高线性度电容耦合放大器。
背景技术
生物电信号作为一种可以传递人体内各器官组织生理状况的载体，在医学领域的研究和应用非常的广泛。临床常用的生物电信号主要有心电信号、脑电信号、肌电信号和眼电信号等，其中心电信号可以用来诊断心脏疾病和监测心脏工作状态，脑电信号可以用来预测和诊断癫痫、睡眠障碍等脑部疾病，肌电信号和眼电信号可以用来检测肌肉和眼部的病变。生物电信号的使用将进一步丰富现代医学的诊断依据，提高诊断准确性，对于推进医学研究的发展有十分重大的意义。
生物电信号的幅值很小，频率较低，同时噪声干扰较大，因此测量的难度很高。以脑电信号为例，EEG信号分布频率为0.5～100Hz，信号幅值为1μV～100μV，同时测量过程中存在高达300mV的电极失调，因此检测出EEG信号需要至少18bit的模数转换器。考虑到上述特征，低速高精度的ΣΔ模数转换器常常被使用在生物电信号测量电路中，ΣΔ模数转换器的结构如图1所示，由差分器、积分器、量化器、反馈DAC和降采样滤波器构成，其中差分器起到将输入信号和反馈信号作差的作用。ΣΔ模数转换器通过噪声整形和过采样原理，理论上可以将信号带宽内的量化噪声压缩得非常低，从而实现非常高的测量精度，但是由于实际电路中热噪声和闪烁噪声的存在，高阶高过采样率的ΣΔ模数转换器的测量精度仍然会受限于电路噪底的限制，因此如何减小电路中热噪声和闪烁噪声，是生物电信号测量电路中的关键。
在电路具体实现过程中，差分器的功能通常由一个仪表放大器来完成，由于这个放大器是连接测量电极和模拟电路的接口，它的噪声性能决定了整个系统的测量精度。考虑到生物电信号的低频特征，常见的技术是采用高频斩波技术将放大器的闪烁噪声搬运至高频，最后通过降采样滤波器滤除，但是斩波的开关切换过程会在差分器的运放输入端产生巨大的毛刺，该毛刺包络线的频率与输入信号频率相同，因此这些毛刺被量化器量化后会以信号的谐波分量形式出现在系统的频谱分析图中，严重影响了系统的线性度，从而大幅降低了系统的信噪失真比。
文献[H.Chandrakumar and D.Markovic,"A 15.2-ENOB 5-kHz BW 4.5-μWChopped CTΔ\Σ-ADC for artifact-tolerant neural recording front ends,"IEEEJournal of Solid-State Circuits,vol.53,(12),pp.3470-3483,2018.]针对斩波引入的毛刺提出了死区开关技术，在差分器运放的输入端插入一对开关，在斩波开关的切换瞬间将死区开关断开，从而避免产生的毛刺信号通过运放放大到运放输出端。但是该文献提出的死区开关无法避免毛刺信号经过运放反馈电容耦合到输出端，当运放输出端寄生电容较大时通过这条路径引入系统的毛刺会对系统线性度产生不小的影响，此外该文献技术未对运放共模反馈进行额外的设计，共模反馈电路产生的功耗可以被进一步优化。
发明内容
鉴于上述，本发明提出了一种用于生物电信号测量电路的低噪声高线性度电容耦合放大器，其采用高频斩波技术大幅减低了低频区的闪烁噪声；对于斩波开关切换过程中产生的巨大毛刺，本发明采用双重死区开关技术进行消除，同时结合电流复用技术和开关电容共模反馈技术，减小系统热噪声，降低系统功耗。
一种用于生物电信号测量电路的低噪声高线性度电容耦合放大器，包括高频斩波模块、直流偏置模块、双重死区开关模块和电流复用运放模块；其中：
所述高频斩波模块由两个高频斩波器CH1和CH2组成，CH1用于将测量电路所测得差分形式的低频生物电信号斩波成高频生物电信号；CH2用于将经电流复用运放模块放大后的高频生物电信号斩波成放大后的低频生物电信号，同时将放大后高频生物电信号中的低频噪声斩波成高频噪声；
所述直流偏置模块用于为电流复用运放的输入信号提供直流偏置电压；
所述双重死区开关模块用于消除经CH1斩波得到的高频生物电信号中的毛刺；
所述电流复用运放模块用于对消除毛刺后的高频生物电信号进行放大。
进一步地，所述高频斩波器CH1的正相输入端接测量电路输出正相的低频生物电信号，反相输入端接测量电路输出反相的低频生物电信号，正相和反相输出端分别通过输入电容Cin1和Cin2连接至双重死区开关模块；所述高频斩波器CH2的正相输入端与电流复用运放模块的正相输出端相连，反相输入端与电流复用运放模块的反相输出端相连，正相和反相输出端输出差分形式放大后的低频生物电信号。
进一步地，所述高频斩波器CH1和CH2结构相同，由四个传输门T1～T4组成，传输门T1的输入端与传输门T4的输入端相连作为高频斩波器的正相输入端，传输门T1的输出端与传输门T3的输出端作为高频斩波器的正相输出端，传输门T2的输入端与传输门T3的输入端相连作为高频斩波器的反相输入端，传输门T2的输出端与传输门T4的输出端作为高频斩波器的反相输出端，传输门T1和T2中NMOS管的栅极以及传输门T3和T4中PMOS管的栅极接时钟信号φ1，传输门T1和T2中PMOS管的栅极以及传输门T3和T4中NMOS管的栅极接时钟信号φ2，时钟信号φ1和φ2相位互补且存在非交叠时区(即同时为低电平的时区)。
进一步地，所述直流偏置模块包括两个相同阻值的电阻R1和R2以及两个开关SW1和SW2，电阻R1的一端与输入电容Cin1的一端相连作为DAC反馈点X，输入电容Cin1的另一端接高频斩波器CH1的正相输出端，电阻R2的一端与输入电容Cin2的一端相连作为DAC反馈点Y，输入电容Cin2的另一端接高频斩波器CH1的反相输出端，电阻R1的另一端与开关SW1的一端相连，电阻R2的另一端与开关SW2的一端相连，开关SW1的另一端与开关SW2的另一端相连并接外部提供的偏置电压Vcm(一般为VDD/2)，开关SW1和SW2的开关时序相同。
进一步地，所述双重死区开关模块由四个开关SW3～SW6组成，其中开关SW3的一端与开关SW4的一端相连并接DAC反馈点X，开关SW5的一端与开关SW6的一端相连并接DAC反馈点Y，开关SW3和SW6另一端分别通过两个反馈电容Cfb1和Cfb2与电流复用运放模块的反相输出端和正相输出端相连，开关SW4和SW5另一端分别与电流复用运放模块的正相输入端和反相输入端相连，四个开关SW3～SW6的开关时序相同且受时钟信号S3控制。
进一步地，所述电流复用运放模块包括10个MOS管M1～M10以及一个开关电容共模反馈模块，其中MOS管M9的源极接工作电压VDD，MOS管M9的栅极接外部提供的直流偏置电压Vbias，MOS管M9的漏极与MOS管M1的源极以及MOS管M2的源极相连，MOS管M1的栅极与MOS管M3的栅极相连作为电流复用运放模块的正相输入端，MOS管M2的栅极与MOS管M4的栅极相连作为电流复用运放模块的反相输入端，MOS管M1的漏极与MOS管M5的源极相连，MOS管M2的漏极与MOS管M6的源极相连，MOS管M5的栅极与MOS管M6的栅极相连接外部提供的正相直流偏置电压Vbp，MOS管M5的漏极与MOS管M7的漏极以及开关电容共模反馈模块相连作为电流复用运放模块的反相输出端，MOS管M6的漏极与MOS管M8的漏极以及开关电容共模反馈模块相连作为电流复用运放模块的正相输出端，MOS管M7的栅极与MOS管M8的栅极相连接外部提供的反相直流偏置电压Vbn，MOS管M7的源极与MOS管M3的漏极相连，MOS管M8的源极与MOS管M4的漏极相连，MOS管M3的源极与MOS管M4的源极以及MOS管M10的漏极相连，MOS管M10的栅极与开关电容共模反馈模块相连，MOS管M10的源极接地，MOS管M1、M2、M5、M6、M9为PMOS管，MOS管M3、M4、M7、M8、M10为NMOS管。
进一步地，所述开关电容共模反馈模块包括6个开关SW7～SW12以及4个电容C1～C4，其中开关SW7的一端与电容C1的一端以及MOS管M6的漏极相连，开关SW7的另一端与电容C3的一端以及开关SW10的一端相连，开关SW10的另一端接外部提供的偏置电压Vcm(一般为VDD/2)，开关SW9的一端与电容C2的一端以及MOS管M5的漏极相连，开关SW9的另一端与电容C4的一端以及开关SW12的一端相连，开关SW12的另一端接外部提供的偏置电压Vcm，电容C4的另一端与电容C3的另一端、开关SW8的一端以及开关SW11的一端相连，开关SW11的另一端接外部提供的参考电压Vb，开关SW8的另一端与电容C1的另一端、电容C2的另一端以及MOS管M10的漏极相连，开关SW7、SW8、SW9受时钟信号S1控制，开关SW10、SW11、SW12受时钟信号S2控制，时钟信号S1和S2相位互补且存在非交叠时区(即同时为低电平的时区)。
进一步地，所述时钟信号S3的低电平时区覆盖了时钟信号φ1和φ2的上升沿。
进一步地，所述时钟信号S1和S2的上升沿和下降沿需在时钟信号φ1与φ2的非交叠时区内。
本发明通过高频斩波技术和电流复用技术将电容耦合放大器的低频带宽区等效输入噪声大幅降低，符合脑电EEG信号等微弱人体电信号的测量要求。针对斩波开关切换过程中带来的开关非线性影响，本发明提出了改进后的双重死区开关技术，进一步提高了系统的线性度。另外，本发明通过使用开关电容共模反馈技术，在降低功耗的同时避免了可能发生的共模震荡，并且通过合理安排切换时序进一步降低开关切换对系统的影响。
附图说明
图1为ΣΔ型模数转换器系统的结构示意图。
图2为本发明低噪声高线性度电容耦合放大器的结构示意图。
图3为本发明中高频斩波器的结构示意图。
图4为本发明中各时钟信号的时序示意图。
图5(a)为不使用死区开关的电容耦合放大器输出差分电压瞬态波形示意图。
图5(b)为使用死区开关(SW4和SW5)的电容耦合放大器输出差分电压瞬态波形示意图。
图5(c)为本发明使用双重死区开关的电容耦合放大器输出差分电压瞬态波形示意图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
如图2所示，本发明用于ΣΔ生物电信号测量电路的低噪声高线性度电容耦合放大器包括：高频斩波模块、直流偏置模块、双重死区开关、电流复用运放。
本实例中高频斩波模块由结构相同的高频斩波器CH1和CH2组成，如图3所示，其中每个高频斩波器包含T1～T4四个传输门，T1和T2的NMOS管栅端接φ1、PMOS管栅端接φ2，T3和T4的NMOS管栅端接φ2、PMOS管栅端接φ1，因此T1和T2在φ1为高电平时导通，T3和T4在φ2为高电平时导通。斩波时钟φ1和φ2如图4所示，为一对互补的非交叠时钟；输入信号经过高频斩波器CH1被斩波至高频，并通过电容耦合放大器放大，最后通过高频斩波器CH2斩波回低频；低频闪烁噪声和直流失调通过电流复用运放放大，然后通过高频斩波器CH2被斩波至高频，从而实现信号和低频噪声在频域的分离，最后通过ΣΔ环路中积分器的低通滤波效应和后续的降采样滤波器将斩波至高频的噪声滤除。斩波频率选择采样频率的一半，可以将低频噪声斩波至采样频率一半位置，同时经过采样折叠回来的低频噪声也落在采样频率的一半位置，这种情况下斩波以及折叠产生的低频噪声距离低频信号带宽最远，对信号产生的影响最小。
本实例中直流偏置模块由两个电阻相同阻值的电阻R1、R2和两个控制信号相同的开关SW1、SW2组成，通过周期性地将两个开关SW1和SW2导通，在DAC反馈点X和Y与Vcm之间实现一个等效的高电阻，从而为电容耦合放大器输入端提供静态直流偏置点。假设SW1和SW2的控制信号占空比为D，X和Y到Vcm的等效输入阻值为R1(2)/D，当控制信号脉冲宽度极短时，此偏置电阻可以实现几个G的等效阻抗，而R1和R2的本征阻抗只有几M，从而大大减小了巨大的偏置电阻所需的面积。
本实例中电流复用运放由M1、M2、M5、M6、M9五个PMOS管，M3、M4、M7、M8、M10五个NMOS管以及开关电容共模反馈模块组成；其中PMOS管M1和NMOS管M3的栅端相连作为电流复用运放的正输入端，PMOS管M2和NMOS管M4的栅端相连作为电流复用运放的负输入端，因此电流复用运放的跨导gm为PMOS输入管M1和NMOS输入管M3的跨导之和，在相同电流下实现了双倍的跨导，在不提高功耗的前提下降低了运放的等效输入热噪声。PMOS管M5、M6和NMOS管M7、M8构成共源共栅管，增大运放的输出阻抗，从而实现运放的高增益；PMOS管M9的栅端接电流镜提供的Vbias电压，给运放工作提供尾电流；NMOS管的栅端接开关电容共模反馈的CMFB输出端，实现输出共模电压的负反馈，稳定输出共模电压。
本实例中开关电容共模反馈由电容C1～C4和开关SW7～SW12组成，其中C1和C2容值相等，C3和C4容值相等，SW7～SW9控制信号为S1，SW10～SW12控制信号为S2，开关电容共模反馈控制信号S1、S2为如图4所示的一对互补的非交叠时钟。运放输出电压可以分解为共模分量Vcmo和差模分量Vdmo，其中运放输出共模分量Vcmo受PMOS管M9尾电流与NMOS管M10尾电流的影响，当PMOS尾电流大于NMOS尾电流时Vcmo增大，反之减小；运放输出差模分量Vdmo则由运放输入信号决定。首先考虑运放输出的共模信号，在每个开关电容共模反馈周期中，当S2高电平时，开关SW10～SW12导通，SW7～SW9断开，电容C3和C4储存正比于Vcm-Vb的电荷；当S1高电平时，开关SW7～SW9导通，SW10～SW12断开，C1、C2与C3、C4进行电荷转移，这个过程中CMFB会发生变化，从而控制NMOS管M10的栅端从而影响N管尾电流，进一步导致运放输出共模电压Vcmo产生变化。经过若干次电荷转移周期之后，Vcmo-CMFB逐渐靠近Vcm-Vb，因此通过调整Vb使之与运放稳定后的CMFB值接近，就可以控制运放输出共模电压Vcmo接近所设定的Vcm。对于运放输出的差模信号，由于在较短的开关电容共模反馈周期之内输入信号可近似视为不变，因此输出差模信号Vdmo不会变化。综上所述，调整Vb与稳定后的CMFB电压相近，开关电容共模反馈可以将输出共模电压稳定在所设定的Vcm，同时不影响运放的输出差模电压。此外，为了避免可能发生的开关SW7～SW9的电荷注入效应的影响，将开关切换过程安排在斩波的死区时间之内，防止把电荷平衡以及开关切换过程对运放输出差模电压产生的波动引入系统。
本实例中双重死区开关由四个相同的开关SW3～SW6组成，它们的控制信号相同，时序如图4所示。根据图1，ΣΔ模数转换器中输入信号与DAC输出信号在差分器中作差，其中DAC输出信号是对输入信号量化之后还原出来的信号。具体到图2中，输入信号被CH1斩波至高频，并与反馈信号在电容耦合放大器中实现作差和放大，这个环节通过电荷在Cin、反馈DAC电容以及反馈电容Cfb之间电荷平衡实现。如图4所示，每次斩波上升沿(t1、t3)时，输入信号在输入电容Cin1、Cin2的前端产生突变，这个突变产生的输入电荷与反馈DAC电荷在输入电容Cin和DAC电容之间进行电荷平衡，与此同时DAC反馈点X和Y之间会产生一个毛刺。双重死区开关在斩波上升沿开始之前断开，并持续断开至DAC反馈点X和Y差分信号稳定，其中：开关SW4和SW5防止毛刺经由电流复用运放放大至运放输出端，开关SW3和SW6防止毛刺经由反馈电容Cfb1和Cfb2耦合到运放输出端。当输入信号和反馈信号在Cin和DAC电容之间平衡稳定之后，双重死区开关SW3～SW6闭合，将作差之后的电荷通过电流复用运放搬运到反馈电容Cfb中，实现放大过程。实际上，双重死区开关实现了电容耦合放大器中差分环节和放大环节的隔离，在传统的电容耦合放大器中差分过程和放大过程是同时进行的，因此差分过程中产生的毛刺也会被放大至输出端从而恶化线性度，双重死区开关通过增加一个额外的相位先进行差分环节，接着对差分之后的残余电压进行放大，消除了差分环节产生的毛刺带来的影响。
图5(a)～图5(c)分别是不使用死区开关、使用死区开关(SW4和SW5)以及使用双重死区开关(对应本发明)后的电容耦合放大器输出差分电压的瞬态波形。可以看出，图5(b)在图5(c)的基础上叠加了一个与输入信号频率相关的噪声分量，这个噪声分量是DAC反馈点X、Y上的毛刺通过反馈电容Cfb耦合至输出端的；图5(a)又在图5(b)的基础上叠加了一个与输入信号频率相关的噪声分量，这个噪声分量是通过电流复用运放放大至输出端的，因而这两个噪声分量相位相反。在输入信号相同的情况下分析ΣΔ生物电信号测量电路输出的频谱，不使用死区开关时电路的THD为-89.7dB，SNDR为89.7dB，SFDR为89.7dB；使用死区开关时THD为-114.1dB，SNDR为112.7dB，SFDR为115.3dB；使用双重死区开关时THD为-119.1dB，SNDR为117.9dB，SFDR为122dB。由此可见，双重死区开关在死区开关的基础上进一步降低了信号的谐波分量，提高了放大器线性度，从而可观地提高了系统的信噪失真比。
上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。
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