阅读说明：本技术 Llc谐振变换器及其控制方法 (LLC resonant converter and control method thereof ) 是由 漆宇 陈涛 苏亮亮 梅文庆 张志学 罗文广 李淼 丁红旗 于 2019-08-23 设计创作，主要内容包括：本发明提供一种能够双向运行的LLC谐振变换器,在任意时刻,原边PWM控制信号和副边PWM控制信号具有相同的恒定周期,使得原边桥式电路的各个开关器件与副边桥式电路的各个开关器件同步导通和/或同步关断。在正向运行模式中,根据LLC谐振变换器的实际传输功率的大小而改变副边脉冲宽度；在负向运行模式中,根据LLC谐振变换器的实际传输功率的大小而改变原边脉冲宽度,实现能量流方向的平滑切换,且有效控制输出电压稳定,可提升LLC型谐振变换器在能量双向流动下的输出电压稳态精度,并实现能量流方向变化临界点处的平滑切换。本发明还提供了该LLC谐振变换器的控制方法。(The invention provides an LLC resonant converter capable of bidirectional operation, wherein a primary side PWM control signal and a secondary side PWM control signal have the same constant period at any time, so that each switching element of a primary side bridge circuit and each switching element of a secondary side bridge circuit are synchronously switched on and/or synchronously switched off. In the forward operation mode, the pulse width of the secondary side is changed according to the actual transmission power of the LLC resonant converter; in a negative operation mode, the primary side pulse width is changed according to the actual transmission power of the LLC resonant converter, smooth switching of the energy flow direction is achieved, the output voltage is effectively controlled to be stable, the steady-state accuracy of the output voltage of the LLC resonant converter under the condition of energy bidirectional flow can be improved, and smooth switching of the energy flow direction change critical point is achieved. The invention also provides a control method of the LLC resonant converter.)

LLC谐振变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子领域，具体地涉及一种LLC谐振变换器及其控制方法。

背景技术

近年来，高频化电力电子技术不断发展，可再生能源、电动汽车、电力牵引等领域的新型电力变换技术的研究得到了广泛的关注。在电网领域，交直流混合输配电网、直流输配电网、直流微电网、电力电子变压器、能源路由器等新概念不断被提出，在以上众多研究热点和应用场合中，均需要能量双向流动的DC/DC变换器作为不同电压等级直流母线间的接口。同时，为了保证直流变换器的高效率和高功率密度，还要求DC/DC变换器具备一定的软开关能力且工作频率尽可能高，并同时兼备电气隔离能力。基于上述需求，LLC型谐振变换器作为一种高效隔离型软开关DC/DC变换器，在直流变换场合具有极高的应用潜力和价值。

传统的双向控制策略为：当能量正向流动时，变压器原边全桥器件T1-T4驱动信号使能有效，其中T1和T4的驱动信号设置为占空比约50％的方波，T2、T3的驱动信号与T1、T4的驱动信号互补，且T2、T3的驱动信号与T1、T4的驱动信号间需设置必要的死区时间。此时副边全桥器件V1-V4使能封锁，做不控整流；当能量负向流动时，副边全桥器件V1-V4驱动信号使能有效，其中V1和V4的驱动信号设置为占空比约50％的方波，V2、V3的驱动信号与V1、V4的驱动信号互补，且V2、V3的驱动信号与V1、V4的驱动信号间需设置必要的死区时间。此时原边全桥器件T1-T4使能封锁，做不控整流。

此外，根据输出电压与指令值的偏差，经模拟或数字控制器(如PI控制器、模糊控制器等)调节DC/DC变换器工作频率，以此调整电路的电压变换增益，稳定输出电压实现功率潮流控制。

传统控制策略存在的问题为：

1)虽能实现能量双向流动，但需检测能量流方向，即，对能量流方向检测精度十分依赖。这是由于能量双向流动的临界点附近往往波动较大，能量流方向变化的临界点处极易发生谐振变换器运行工况反复切换，能量流方向检测不准确或频繁变化，易引起输出电压振荡，无法实现谐振变换器运行工况平滑切换；并且，变压器原副边全桥电路功率器件反复触发和封锁，影响功率器件的可靠性及寿命。

2)由于现有双向控制策略在固定频率工作模式下，能量正向运行和反向运行两种模式增益曲线不一致，导致正反向运行模式下稳态输出电压不一致。这使得在一定工作频率下，正向和反向运行时电路电压变换增益存在较大的差异，往往需要通过变频控制提高输出电压稳态精度，但频率的大幅波动易导致高频变压器的饱和，电流磁场曲线变化，改变变压器正常稳态运行工作点，引起磁路饱和，消磁导致励磁电感急剧下降出现过电流尖峰导致过流，严重时损坏主电路功率器件。

发明内容

针对以上问题，本发明提出了一种频率恒定、正向和反向运行时电路电压变换增益曲线相似的双向LLC谐振变换器及其控制方法。

本发明第一方面提供一种LLC谐振变换器，所述LLC谐振变换器包括具有原边和副边的变压器、连接至所述变压器的原边的原边桥式电路和LLC谐振电路、以及连接至所述变压器的副边的副边桥式电路；其中所述LLC谐振变换器能够选择性地运行在正向运行模式或负向运行模式；在所述正向运行模式中，所述变压器的原边向所述变压器的副边传输功率；在所述负向运行模式中，所述变压器的副边向所述变压器的原边传输功率；LLC谐振电路具有谐振周期；所述原边桥式电路的各个开关器件在具有原边脉冲宽度的原边PWM控制信号的控制下导通和关断；所述副边桥式电路连接至所述副边，所述副边桥式电路的各个开关器件在具有副边脉冲宽度的副边PWM控制信号的控制下导通和关断；在任意时刻，所述原边PWM控制信号和所述副边PWM控制信号具有相同的恒定周期，并且使得所述原边桥式电路的各个开关器件与所述副边桥式电路的各个开关器件同步导通和/或同步关断；并且，在所述正向运行模式中，根据所述LLC谐振变换器的实际传输功率的大小而改变所述副边脉冲宽度；在所述负向运行模式中，根据所述LLC谐振变换器的实际传输功率的大小而改变所述原边脉冲宽度。

优选地，在所述正向运行模式中：所述LLC谐振变换器的实际传输功率能够在零和额定功率之间变化，并且具有介于零和额定功率之间的正向第一判断点和正向第二判定点；如果实际传输功率从零逐渐增大但不大于正向第一判断点，或者实际传输功率从额定功率逐渐下降且小于正向第二判断点，则所述副边脉冲宽度和所述原边脉冲宽度具有相同的脉冲宽度设定值；否则，根据所述LLC谐振电路的谐振周期以及所述LLC谐振变换器的输出电压，将所述副边脉冲宽度调节至正向调节脉冲宽度。

优选地，将所述脉冲宽度设定值与谐振调节值和输出电压调节值相加以作为所述正向调节脉冲宽度，其中所述谐振调节值＝(谐振周期-恒定周期)/2；所述电压调节值根据所述LLC谐振变换器的实测输出电压值与目标输出电压值之间的误差经电压调节器调节而确定。

优选地，在所述负向运行模式中：所述LLC谐振变换器的实际传输功率能够在零和额定功率之间变化，并且具有介于零和额定功率之间的负向第一判断点和负向第二判定点；如果实际传输功率从零逐渐增大但不大于负向第一判断点，或者实际传输功率从额定功率逐渐下降且小于负向第二判断点，则所述副边脉冲宽度和所述原边脉冲宽度具有相同的脉冲宽度设定值；否则，根据所述LLC谐振电路的谐振周期以及所述LLC谐振变换器的输出电压，将所述原边脉冲宽度调节至负向调节脉冲宽度。

优选地，将所述脉冲宽度设定值与谐振调节值和输出电压调节值相加以作为所述负向调节脉冲宽度，其中所述谐振调节值＝(谐振周期-恒定周期)/2；所述电压调节值根据所述LLC谐振变换器的实测输出电压值与目标输出电压值之间的误差经电压调节器调节而确定。

优选地，所述电压调节器为P调节器、PI调节器或PID调节器。

本发明第二方面提供一种LLC谐振变换器的控制方法，所述LLC谐振变换器包括具有原边和副边的变压器、连接至所述变压器的原边的原边桥式电路和LLC谐振电路、以及连接至所述变压器的副边的副边桥式电路；其中所述LLC谐振变换器能够选择性地运行在正向运行模式或负向运行模式；在所述正向运行模式中，所述变压器的原边向所述变压器的副边传输功率；在所述负向运行模式中，所述变压器的副边向所述变压器的原边传输功率；LLC谐振电路具有谐振周期；所述原边桥式电路的各个开关器件在具有原边脉冲宽度的原边PWM控制信号的控制下导通和关断，所述副边桥式电路连接至所述副边，所述副边桥式电路的各个开关器件在具有副边脉冲宽度的副边PWM控制信号的控制下导通和关断，其特征在于，所述方法包括下述步骤：初始化步骤：使得所述副边脉冲宽度和所述原边脉冲宽度具有相同的脉冲宽度设定值；检测步骤：检测所述LLC谐振变换器的实际传输功率的方向和大小；判定步骤：判定实际传输功率是否从零逐渐增大但不大于第一判断点，或者实际传输功率从额定功率逐渐下降且小于第二判断点；若是，则循环执行所述检测步骤；否则，执行调节步骤；调节步骤：当实际传输功率的方向为正时，根据所述LLC谐振电路的谐振周期以及所述LLC谐振变换器的输出电压改变所述副边脉冲宽度；当实际传输功率的方向为负时，根据所述LLC谐振电路的谐振周期以及所述LLC谐振变换器的输出电压改变所述原边脉冲宽度。

优选地，在所述调节步骤中，将所述脉冲宽度设定值与谐振调节值和电压调节值相加以改变所述副边脉冲宽度或所述原边脉冲宽度，其中所述谐振调节值＝(谐振周期-恒定周期)/2；所述电压调节值根据所述LLC谐振变换器的实测输出电压值与目标输出电压值之间的误差经电压调节器调节而确定。

优选地，所述电压调节器为P调节器、PI调节器或PID调节器。

本发明具有如下优点：

本发明的LLC谐振变换器在能量双向流动时令LLC型谐振变换器原副边全桥器件驱动信号均使能有效、并工作在固定频率下，不需要降频运行。因此可以设计较高的工作频率，有利于减小高频变压器体积重量。

此外，通过控制原副边全桥器件驱动信号的脉宽长度实现能量流方向的平滑切换，且有效控制输出电压稳定，可提升LLC型谐振变换器在能量双向流动下的输出电压稳态精度，并实现能量流方向变化临界点处的平滑切换。

附图说明

本发明的以上发明内容以及下面的

具体实施方式

在结合附图阅读时会得到更好的理解。需要说明的是，附图仅作为所请求保护的发明的示例。在附图中，相同的附图标记代表相同或类似的元素。

图1示出本发明的LLC型谐振变换器电路拓扑；

图2示出本发明的LLC谐振变换器的功率区域判断示意图；

图3示出作为本发明的LLC谐振变换器的正向运行模式下的波形图；

图4示出作为本发明的LLC谐振变换器的负向运行模式下的波形图；

图5示出用于本发明的LLC谐振变换器的电压调节器的原理示意图。

图6示出作为本发明的LLC谐振变换器的控制方法的示意图。

具体实施方式

以下在具体实施方式中详细叙述本发明的详细特征以及优点，其内容足以使任何本领域技术人员了解本发明的技术内容并据以实施，且根据本说明书所揭露的说明书、权利要求及附图，本领域技术人员可轻易地理解本发明相关的目的及优点。

参见图1，本发明第一方面提供一种LLC谐振变换器100。

LLC谐振变换器100包括具有原边和副边的变压器110、连接至变压器110的原边的原边桥式电路120和LLC谐振电路130、以及连接至变压器110的副边的副边桥式电路140。

LLC谐振变换器100能够选择性地运行在正向运行模式或负向运行模式。在正向运行模式中，变压器110的原边向变压器110的副边传输功率；在负向运行模式中，变压器110的副边向变压器110的原边传输功率。

谐振电容C_r、高频变压器漏感L_r和励磁电感L_m构成LLC谐振电路130，i₁和i₂分别代表变压器原边电流和副边电流。LLC谐振电路130具有谐振周期T_res。

原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄在具有原边脉冲宽度WT的原边PWM控制信号的控制下导通和关断；副边桥式电路140连接至副边，副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄在具有副边脉冲宽度WV的副边PWM控制信号的控制下导通和关断。为了实现能量的双向流动，本实施例原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄和副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄均采用了全控功率器件IGBT，然而，本发明的LLC谐振变换器100的所采用的器件未做限定，可选择MOSFET、IGBT、IGCT、IPM或其他功率半导体器件。

与本领域现有的PWM控制技术相同，通过控制原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄和副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的开通/关断，能够使得LLC谐振变换器100的实际传输功率P的数值能够在零和额定功率RP之间变化。相应地，能够根据LLC谐振变换器100的实际传输功率P的大小而改变副边脉冲宽度WV。

具体地，参见图2，设置正向第一判定点PP1、正向第二判定点PP2、负向第一判定点NP1、负向第二判定点NP2。上述各个判定点的数值理论上最好为零，然而在实际运行中，由于受到谐波干扰，需要考虑到实测的谐波大小从0点稍微偏移，例如为额定功率数值的25％～35％。此处，正向第一判定点PP1的数值可以为正向额定功率数值的大约三分之二，正向第二判定点PP2的数值可以为正向额定功率数值的大约四分之一。负向第一判定点NP1的数值可以为负向额定功率数值的大约三分之二，负向第二判定点NP2的数值可以为负向额定功率数值的大约四分之一。正向第一判定点PP1、正向第二判定点PP2理论上可以具有相同的数值，也可根据需要设置为不同值；负向第一判定点NP1、负向第二判定点NP2理论上可以具有相同的数值，也可根据需要设置为不同值。

本发明的LLC谐振变换器在任意时刻，原边PWM控制信号和副边PWM控制信号具有相同的恒定周期Tsw，并且使得原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄与副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄同步导通和/或同步关断。

下面将正向运行模式和负向运行模式分别描述本发明的LLC谐振变换器。

正向运行模式

在正向运行模式中，如果实际传输功率P的数值从零逐渐增大但不大于正向第一判定点PP1时，LLC谐振变换器100运行于图2中区域BP1的位置。

如果实际传输功率P的数值从额定功率RP逐渐下降且小于正向第二判定点PP2，即，LLC谐振变换器100运行于图2中区域BP2的位置。

在区域BP1和区域BP2中，原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄和副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号均为脉宽为(T_sw-2T_d)/2的固定频率方波，且开关器件T₁、T₂、T₃、T₄的驱动信号分别与开关器件V₁、V₂、V₃、V₄的保持开关同步。即，副边脉冲宽度WV和原边脉冲宽度WT具有相同的脉冲宽度设定值W0，且脉冲宽度设定值：

W0＝(T_sw-2T_d)/2，

即，占空比为D₁：

在正向运行模式中，如果实际传输功率P的数值从零逐渐增大且大于正向第一判定点PP1，或者从实际传输功率P的数值从额定功率RP逐渐下降但不小于正向第二判定点PP2，则LLC谐振变换器100运行于图2中区域A的位置。

此时，原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的驱动信号仍为脉宽为(T_sw-2T_d)/2的固定频率方波，副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号为脉宽设为(T_res-2T_d)/2与电压调节量ΔT之和的固定频率方波，且开关器件T₁、T₂、T₃、T₄的驱动信号能够与开关器件V₁、V₂、V₃、V₄分别保持同步开通。

即，根据LLC谐振电路130的谐振周期以及LLC谐振变换器100的输出电压Vb，将副边脉冲宽度WV调节至正向调节脉冲宽度WVMD。

具体地，将脉冲宽度设定值W0与谐振调节值Wllc和输出电压调节值ΔT相加以作为正向调节脉冲宽度WVMD，其中谐振调节值Wllc＝(T_res-T_sw)/2，则正向调节脉冲宽度WVMD＝W0+Wllc+ΔT＝(T_res-2T_d)/2+ΔT。

其中，当电压调节量ΔT＝0时，即则具有占空比D₂：

换言之，在区域A中，通过电压调节值ΔT使得副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号的占空比相对于上述占空比D₂进行调节。电压调节值ΔT根据LLC谐振变换器100的实测输出电压值V_b与目标输出电压值V_{b_ref}之间的误差经电压调节器PI反馈调节而确定，调节目标即是使得实测输出电压值尽量稳定，如图5所示。

因此，根据副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄驱动信号的占空比与占空比D2的关系，具有以下两种情况：

1)各个开关器件V₁-V₄驱动信号的占空比小于或等于D₂时

2)各个开关器件V₁-V₄驱动信号的占空比大于D₂且小于D₁。

当副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄驱动信号的占空比小于或等于D₂时，LLC谐振变换器波形如图3(1)所示。

此时LLC谐振变换器100能量流动方向为正，变压器原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的驱动信号使能有效。开关器件T₁、T₄的驱动信号为频率不变、占空比为D₁的方波，开关器件T₂、T₃的驱动信号与开关器件T₁、T₄的驱动信号以具有必要的死区时间T_d(如10微秒)的前提下互补。

副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号在正向运行模式下同样使能有效，且副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号分别与原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的开通时刻保持同步。

由图1可知，由于LLC谐振变换器100的原边桥式电路120和副边桥式电路140电路拓扑对称，每个开关周期可根据驱动信号时序分为前后两个半开关周期，此两个半开关周期中主电流方向相反，换流方式相同，具有对称性。因此仅半个开关周期进行描述，另一半开关周期可同理推导。

根据驱动信号时序，如图3(1)，半个开关周期分为t₀至t₄五个时刻，在该五个时刻分隔出的四个时间段内，LLC谐振变换器100电流关系和能量流动关系如表1所示。

值得注意的是，当副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄驱动信号的占空比在小于或等于D₂的范围内变化时，表1所示结果不变。

表1

当副边桥式电路140的各个开关器件V_1-V₄的驱动信号的占空比大于D₂且小于D₁时，LLC谐振变换器100的波形如图3(2)所示。

根据驱动信号时序，如图3(2)，半个开关周期分为t₀至t₄、以及t_{3_1}六个时刻，在该六个时刻分隔出的五个时间段内，LLC谐振变换器100电流关系和能量流动关系如表2所示。

值得注意的是，当副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号的占空比在大于D₂且小于D₁的区间内变化时，表2所示结果不变。

表2

通过对比表2与表1的主要区别可知，在当副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号的占空比大于D₂且小于D₁时，增加了t₃时刻至t_{3_1}时间段，在该时间段里，原边和副边一起向高频变压器励磁磁通释放传输能量。

由此可知，优选地，使得副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号的占空比大于D₂且小于D₁，则整半个开关周期内原边向副边传输的能量将一定量减少，这部分减少的能量即可以用于调节输出电压。因此，通过调节在当副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号的占空比，能够稳定输出电压。

负向运行模式

在负向运行模式中，如果实际传输功率P的数值从零逐渐增大但不大于负向第一判定点NP1时，LLC谐振变换器100运行于图2中区域BN1的位置。

如果实际传输功率P的数值从额定功率RP逐渐下降且小于负向第二判定点NP2，即，LLC谐振变换器100运行于图2中区域BN2的位置。

在区域BN1和区域BN2中，原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄和副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号均为脉宽为(T_sw-2T_d)/2的固定频率方波，且开关器件T₁、T₂、T₃、T₄的驱动信号分别与开关器件V₁、V₂、V₃、V₄的保持开关同步。即，副边脉冲宽度WV和原边脉冲宽度WT具有相同的脉冲宽度设定值W0，且

脉冲宽度设定值：

W0＝(T_sw-2T_d)/2，

即，占空比为D₁：

在负向运行模式中，如果实际传输功率P的数值从零逐渐增大且大于负向第一判定点NP1，或者从实际传输功率P的数值从额定功率RP逐渐下降但不小于负向第二判定点NP2，则LLC谐振变换器1运行于图2中区域C的位置。

此时，实际传输功率P从变压器副边向变压器原边传输，因此使得副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号仍为脉宽为(T_sw-2T_d)/2的固定频率方波，而原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的驱动信号为脉宽设为(T_res-2T_d)/2与电压调节量ΔT之和的固定频率方波，且开关器件T₁、T₂、T₃、T₄的驱动信号分别与开关器件V₁、V₂、V₃、V₄的保持开关同步。即，根据LLC谐振电路130的谐振周期以及LLC谐振变换器100的输出电压V_b，将原边脉冲宽度WT调节至负向调节脉冲宽度WTMD。

具体地，将脉冲宽度设定值W0与谐振调节值Wllc和输出电压调节值ΔT相加以作为负向调节脉冲宽度W_TMD，其中谐振调节值Wllc＝(T_res-T_sw)/2，则负向调节脉冲宽度WTMD＝W0+Wllc+ΔT＝(T_res-2T_d)/2+ΔT。

其中，当电压调节量ΔT＝0时，即则具有占空比D₂：

换言之，在区域C中，通过电压调节值ΔT使得原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的驱动信号的占空比相对于上述占空比D₂进行调节。电压调节值ΔT根据LLC谐振变换器100的实测输出电压值V_b与目标输出电压值V_{b_ref}之间的误差经PI电压调节器反馈调节而确定，调节目标即是使得实测输出电压值尽量稳定，如图5所示。

因此，根据原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄驱动信号的占空比与占空比D₂的关系，具有以下两种情况：

1)各个开关器件T₁-T₄驱动信号的占空比小于或等于D₂时

2)各个开关器件T₁-T₄驱动信号的占空比大于D₂且小于D₁。

当原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的驱动信号的占空比小于或等于D₂时，LLC谐振变换器波形如图4(1)所示。

此时，LLC谐振变换器100能量流动方向为负，变压器副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号使能有效。开关器件V₁、V₄的驱动信号为频率不变、占空比为D₁的方波，开关器件V₂、V₃的驱动信号与开关器件V₁、V₄的驱动信号以具有必要的死区时间T_d(如10微秒)的前提下互补。

原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的驱动信号在负向运行模式下同样使能有效，且原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的驱动信号分别与副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的开通时刻保持同步。

由图1可知，由于LLC谐振变换器100的原边桥式电路120和副边桥式电路140电路拓扑对称，每个开关周期可根据驱动信号时序分为前后两个半开关周期，此两个半开关周期中主电流方向相反，换流方式相同，具有对称性。因此仅半个开关周期进行描述，另一半开关周期可同理推导。

根据驱动信号时序，如图4(1)，将半个开关周期标注了t₀至t₄五个时刻，在该五个时刻分隔出的四个时间段内，LLC谐振变换器100电流关系和能量流动关系如表3所示。

值得注意的是，当原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄驱动信号的占空比在小于或等于D₂的范围内变化时，表3所示结果不变。

表3

当原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的驱动信号的占空比大于D₂且小于D₁时，LLC谐振变换器100的波形如图4(2)所示。

根据驱动信号时序，如图4(2)，将半个开关周期标注了t₀至t₄、以及t_{3_1}六个时刻，在该六个时刻分隔出的五个时间段内，LLC谐振变换器100电流关系和能量流动关系如表4所示。

值得注意的是，当原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的驱动信号的占空比在大于D₂且小于D₁的区间内变化时，表4所示结果不变。

表4

通过对比表4与表3的主要区别可知，在当原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄的驱动信号的占空比大于D₂且小于D₁时，增加了t₃时刻至t3_1时间段，在该时间段里，原边和副边一起向高频变压器励磁磁通释放传输能量。

由此可知，优选地，使得副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号的占空比大于D₂且小于D₁，则在整半个开关周期内原边向副边传输的能量将一定量减少，这部分减少的能量即可以用于调节输出电压V_b。因此，通过调节在当副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号的占空比，能够稳定输出电压V_b。

本发明第二方面提供一种LLC谐振变换器100的控制方法，该方法包括下述步骤：

初始化步骤S0：使得副边脉冲宽度WV和原边脉冲宽度WT具有相同的脉冲宽度设定值W0。

参考上文所述可知，LLC谐振变换器100启动初始运行区域默认为区域B。

即，无论是LLC谐振变换器100处于正向运行模式还是负向运行模式，原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄和副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号均为脉宽为(T_sw-2T_d)/2的固定频率方波，且开关器件T₁、T₂、T₃、T₄的驱动信号分别与开关器件V₁、V₂、V₃、V₄的保持开关同步。即，副边脉冲宽度WV和原边脉冲宽度WT具有相同的脉冲宽度设定值W0，且脉冲宽度设定值W0＝(T_sw-2T_d)/2。

检测步骤S1：检测LLC谐振变换器100的实际传输功率P的方向和大小；即，判断LLC谐振变换器运行的实际工作区域。

判定步骤S2：判定实际传输功率P的数值是否从零逐渐增大但不大于第一判断点，或者实际传输功率P从额定功率RP逐渐下降且小于第二判断点；

当LLC谐振变换器100处于正向运行模式时，上述第一判断点和第二判定点即正向第一判定点PP1和正向第二判定点PP2。当LLC谐振变换器100处于负向运行模式时，上述第一判断点和第二判定点即负向第一判定点NP1和负向第二判定点NP2。

该判断步骤中，实际上是根据实际传输功率P的方向和大小判断LLC谐振变换器100是否仍运行于运行区域B，区域B包括区域BP1、区域BP2、区域BN1和区域BN1。

若是，则LLC谐振变换器100运行于区域B，则原边桥式电路120的各个开关器件T₁-T₄和副边桥式电路140的各个开关器件V₁-V₄的驱动信号均为脉宽为(T_sw-2T_d)/2的固定频率方波，并循环执行检测步骤S1。

否则，执行调节步骤S3。

调节步骤S3：在该调节步骤中，改变接收功率一侧的桥式电路的各个开关器件的驱动信号脉冲宽度，而保持所有开关器件的驱动信号频率恒定。

即，当实际传输功率的方向为正时，此时LLC谐振变换器100运行于区域A，根据LLC谐振电路130的谐振周期以及LLC谐振变换器100的输出电压Vb改变副边脉冲宽度WV，即脉冲宽度设定值W0与谐振调节值Wllc和电压调节值ΔT相加以改变副边脉冲宽度WV，谐振调节值Wllc＝(谐振周期T_res-恒定周期T_sw)/2；电压调节值ΔT根据LLC谐振变换器100的实测输出电压值V_b与目标输出电压值V_{b_ref}之间的误差经电压调节器反馈调节而确定，调节目标即是使得实测输出电压值Vb尽量稳定，如图5所示。

当实际传输功率的方向为负时，此时LLC谐振变换器100运行于区域C，根据LLC谐振电路130的谐振周期以及LLC谐振变换器100的输出电压改变原边脉冲宽度WT。即脉冲宽度设定值W0与谐振调节值Wllc和电压调节值ΔT相加以改变原边脉冲宽度WT，谐振调节值Wllc＝(谐振周期T_res-恒定周期T_sw)/2；电压调节值ΔT根据LLC谐振变换器100的实测输出电压值V_b与目标输出电压值V_{b_ref}之间的误差经电压调节器PI反馈调节而确定，调节目标即是使得实测输出电压值V_b尽量稳定，如图5所示。

优选地，电压调节器为P调节器、PI调节器或PID调节器。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

例如，本发明所阐述的新型双向同步控制策略适用于所有LLC型谐振变换器，而不仅限于某个具体应用场合，如若能量仅需单向流动，也可仅识别工作区域A和B，并采用相同的控制策略实施方法提升输出电压精度。

本发明所阐述的新型双向同步控制策略可简单变化推广应用于三电平、多电平、全桥电路、半桥电路等多种形式的电路拓扑，均应包含在本发明的保护范围之内。

本发明LLC谐振变换器所采用的电路拓扑及电压等级、功率并未做限定，变换器的拓扑可采用两电平、三电平、H桥级联、链式、MMC、全桥、半桥、全波及半波整流等多种应用拓扑或场合，变换器可选配置滤波器。

这里基于的术语和表述方式只是用于描述，本发明并不应局限于这些术语和表述。使用这些术语和表述并不意味着排除任何示意和描述(或其中部分)的等效特征，应认识到可能存在的各种修改也应包含在权利要求范围内。其他修改、变化和替换也可能存在。相应的，权利要求应视为覆盖所有这些等效物。

某些术语在本申请文件中自始至终用来指示特定系统部件。如本领域的技术人员将认识到的那样，通常可以用不同的名称来指示相同的部件，因而本申请文件不意图区别那些只是在名称上不同而不是在功能方面不同的部件。在本申请文件中，以开放的形式使用术语“包括”、“包含”和“具有”，并且因此应将其解释为意指“包括但不限于…”。

同样，需要指出的是，虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可做出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。