具体实施方式

本文描述的实施方式公开了用于变压器驱动的电源开关装置和相关 联的系统的电路和技术。这些实施方式主要在以下情况下进行描述：变 压器驱动的电源开关装置内的电源开关是基于氮化镓(GaN)的栅极注 入晶体管(GIT)。当GaN晶体管用于电源开关时，本文所描述的电路拓 扑结构具有特殊的优势。这些优势中的许多优势与以下事实有关：至少与常规的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或类似晶体管相 比，GaN晶体管在接通状态与关断状态之间转变时需要传输至其栅极(控 制端子)的能量或从其栅极传输的能量(电荷)相对低。这种相对低的 电荷要求使得无芯变压器提供用于使电源开关接通和/或关断的能量(电 荷)成为可能，同时避免了其他开关类型例如MOSFET通常需要的有芯 变压器所使用的磁体的庞大尺寸以及成本。无芯变压器可以集成在半导 体管芯内、印刷电路板(PCB)内等，以实现小尺寸和低成本。

除了以上描述的将交流(AC)能量从初级侧传送至次级侧的变压器 之外，变压器驱动的开关装置还包括用于将次级侧AC能量转换为适合 于施加至电源开关(powerswitch)的栅极的直流(DC)能量的整流器。 当电源开关是基于GaN的晶体管例如GIT时，也可以有利地使用GaN 管芯来提供其他电路元件。可以将作为整流器或其他驱动器电路的一部 分的二极管、电阻器、甚至电容器与电源开关集成在同一GaN管芯中， 从而提供高水平的集成以及相关联的小尺寸和低成本。

尽管在本文的许多示例中使用了基于GaN的GIT，其是一种增强模 式(常关)高电子迁移率晶体管(HEMT)，但是包括耗尽模式(常开) HEMT和基于其他III/V组材料的HEMT的其他HEMT提供与以上描述 的优点相似的优点，下面将进一步详细说明。然而，应该理解的是，本 文所描述的电路拓扑和技术不限于与基于GaN的电源开关或其他HEMT 电源开关一起使用，并且当将这些拓扑和技术与包括例如基于硅的电源 开关和基于碳化硅的电源开关的其他类型的电源开关一起使用时，可以 实现其他优势。

下面使用几个示例性电路描述本发明，这些电路不应被认为是限制 性的。图1示出了基于增强型GaN晶体管(GIT)的系统级封装件(SiP) 的框图。接下来是对几个详细电路的描述，在这些电路中，整流器和其 他驱动器电路与GIT集成在GaN管芯中。这些电路主要基于如何将GIT 的栅极下拉以关断GIT而变化。为了简化组织，将这些电路分类为使用 常关下拉驱动器开关的电路、使用常开下拉驱动器开关的电路和不使用 主动下拉驱动器开关的电路。在这些电路描述之后，示出了用于驱动包 括GIT的双向GaN电源开关、常开GaN电源开关以及包括常开GaN电 源开关的双向开关的示例电路。接下来，描述利用功率MOSFET的基于 变压器的开关装置而不是基于GaN的电源开关的示例。

图1示出了变压器驱动的电源开关装置的系统级封装件(SIP)100。 系统100包括GaN电源开关Q1和用于驱动GaN电源开关Q1的电路。 系统100具有与电源开关Q1的漏极(D)和源极(S)相对应的负载端 子101、102，以及用于从外部控制器(为了便于说明而未示出)接收控 制信号的输入端子104。如图所示，控制信号是脉冲宽度调制(PWM) 波形，其中，例如，PWM波形的占空比或频率控制电源开关何时导通。 例如，电源开关Q1可以在PWM波形为高的间隔期间导通，而电源开关 Q1可以在PWM波形为低的间隔期间关断。对于所示的实施方式，PWM 波形是在0V与CMOS/TTL电压电平之间交替的以地为基准的数字信号。 系统100还具有用于连接至提供电压轨Vcc的电源的端子106和用于接 地的端子107。

系统100包括变压器和控制逻辑110以及GaN管芯140。变压器和 控制逻辑110包括驱动控制器120和变压器130。驱动控制器120包括以 地为基准的控制逻辑。驱动器控制器120内的信号发生器122向变压器 130提供高频信号。所提供的信号的频率显著高于输入至系统100的 PWM波形的频率。例如，PWM信号可以以150KHz切换电源开关，而 信号发生器122提供具有频率大于100MHz的方波，例如200MHz方波。 在下面将进一步详细描述的示例性实施方式中，当PWM输入为高时， 来自信号发生器122的高频信号耦合至变压器130，而当PWM输入为低 时，不向变压器130提供能量。可以通过当PWM输入为低时将0V或某 个其他直流(DC)电平耦合至变压器或者通过断开变压器130的连接以 使其输入浮置来设置不向变压器130提供能量的间隔。在下面描述其示 例的另外的实施方式中，可以使用附加的变压器绕组(图1中未示出) 来主动关断电源开关Q1。

可以使用半桥电路来实现信号发生器122，该半桥电路以高频切换， 以便向变压器130提供在电压轨V_CC与地之间交替的高频波形。在一些 实施方式中，如以下几个示例中所示，信号发生器122包括全桥电路， 以便提供在+Vcc与-Vcc之间交替的信号。也可以使用其他信号生成技 术。因为信号发生器在本领域中是众所周知的，所以不提供进一步的细节。

变压器130包括初级绕组132和次级绕组134。一些实施方式还包括 磁芯136，其使用虚线示出以指示磁芯136是可选的。在包括典型电路的 优选实施方式中，其中，电源开关Q1是基于GaN的晶体管，变压器130 是无芯的，即没有磁芯136。(如本文所使用的，术语“无芯变压器”描 述了其中绕组不通过磁芯耦合的变压器。这样的无芯变压器可以包括空 气芯(air core)等。)对于具有这样的无芯变压器的实施方式，驱动控制 器120和变压器130可以被集成在同一半导体管芯例如硅管芯内。在其 他实施方式中，可能需要有芯变压器130，并且变压器和控制逻辑110 可能会在单个半导体管芯内实现或者可能不会在单个半导体管芯内实 现。例如，常规的MOSFET电源开关在一定时间段内可能需要比无芯变 压器可以可行地提供的栅极电荷更多的栅极电荷，因此，可能替代地需 要有芯变压器。对于这样的情况，可能无法在单个半导体管芯内实现变 压器和控制逻辑110。

GaN管芯140包括GIT电源开关Q1、整流器150和下拉电路160。 整流器150将由次级绕组134提供的AC能量转换为适合于接通电源开关 Q1的栅极(G)的DC电压。例如，整流器150可以将来自变压器130 的AC能量转换为大于电源开关Q1的阈值电压(例如3.3V)的DC栅极 -源极电压V_GS，以便接通电源开关Q1。下拉电路160用于对栅极电压 V_GS放电，以便当变压器和控制逻辑110不提供AC能量时关断电源开关 Q1。可以使用下拉开关或其他主动部件来实现这样的放电，或者可以使 用被动部件来实现。

尽管系统100包括一个初级绕组、一个次级绕组和一个整流器，但 是下面描述的几种电路拓扑包括附加绕组和附加整流器。下面提供变压 器驱动的电源开关装置的变型，其中，所描述的电路主要在变压器绕组、 整流器电路和下拉电路的数量方面变化。

基于常关下拉开关的基于变压器的开关装置

图2A示出了变压器驱动的开关装置200的电路，该变压器驱动的开 关装置200包括一组变压器绕组和用于接通电源开关Q1的第一整流器。 包括另一组变压器绕组、第二整流器和常关下拉开关以用于关断电源开 关Q1。如图所示，变压器驱动的开关装置被划分为变压器230和GaN 管芯240。如以上关于图1所描述的，变压器230可以是还包括驱动控制 器的硅管芯的一部分。

变压器230包括第一初级绕组232a、第一次级绕组234a和(可选的) 第一芯236a，用于提供次级侧AC电流I_{SEC_ON}。变压器230还包括第二 初级绕组232b、第二次级绕组234b和(可选的)第二芯236b，用于提 供次级侧AC电流I_{SEC_OFF}。信号发生器诸如图1的信号发生器122生成 耦合至初级绕组232a、232b的初级侧电压V_{PRIM_ON}和V_{PRIM_OFF}。例如， 信号发生器可以提供基本连续的AC波形，其中AC波形耦合至第一初级 绕组232a达电源开关Q1的接通间隔，并且替代地耦合至第二初级绕组 232b达电源开关Q1的关断间隔。在另一示例中，可以使用单独的信号 发生器来驱动初级绕组232a、232b，其中，每个绕组都根据需要被激活/去激活。

除了电源开关Q1之外，GaN管芯240还包括接通整流器(二极管电 桥)250、关断整流器252和下拉电路260。接通整流器250对次级侧电 流I_{SEC_ON}进行整流，以便向电源开关的栅极(G)提供正的DC电流I_GS。 接通整流器250在接通间隔期间在栅极(G)处维持正电压V_GS，并防止 将栅极电压放电回到变压器230。可以包括电容器以使栅极电压V_GS平 滑，但是，如图所示，电源开关Q1的栅极电容提供了滤波。

当关断信号V_{PRIM_OFF}被施加至第二初级绕组232b时，下拉电路260 和关断整流器252用于关断电源开关Q1。关断整流器252对所得到的次 级侧电流I_{SEC_OFF}进行整流，从而向下拉驱动器开关Q2的栅极提供充电 电流，从而使下拉驱动器开关Q2接通。在开关Q2接通的情况下，电源 开关Q1的栅极放电，并且其栅极-源极电压V_GS被驱动为零，从而关断 电源开关Q1。

重要的是要确保在电源开关Q1的整个接通状态，常关下拉驱动器开 关Q2保持完全关断。当第二次级绕组234b不提供能量时，例如，当电 源开关Q1接通时，下拉电阻器R_PD(示出为1kΩ电阻器)保持下拉驱 动器开关Q2的关断状态。

如先前所建议的，下拉驱动器开关Q2、电阻器R_PD和整流器250、 252优选地与电源开关Q1在同一GaN管芯内实现。常关下拉驱动器开关 Q2以与电源开关Q1几乎相同的方式构造，但由于它不需要支持电源开 关Q1所需的高电流电平，因此可以较小。例如，下拉驱动器开关Q2可 以包括比电源开关Q1少得多的GaN沟道(指)，与电源开关Q1相比可 以具有较小的沟道宽度，和/或可以省去或具有比电源开关Q1短的漂移 (电压阻断)区域。可以使用GaN半导体管芯的一个或更多个二维电子 气(2DEG)区域在GaN管芯240内实现下拉电阻器R_PD，所述区域中的 每一个基本上是没有栅极的GaN HEMT。

整流器250、252内的二极管可以使用被配置为栅控二极管或PN二 极管的GaN晶体管在GaN管芯内实现。尽管在图2A中未示出，但是在 一些实施方式中，这些二极管可以是GaN肖特基二极管。如图2B所示， 可以通过将常开GaN基开关(GIT)的栅极耦接至源极来构造栅控二极 管280，从而将开关转换为其中栅极/源极用作阳极并且漏极用作阴极的 两端子装置(二极管)。这样的栅控二极管通常具有0.9V至1.5V的阈 值(拐点)电压。可替选地，可以通过将GIT的漏极和源极耦接在一起 来构造PN二极管282，从而将开关转换为其中栅极为阳极并且漏极/源极 为阴极的两端子装置(二极管)。这样的PN二极管具有大约3.3V的相对 稳定的阈值(拐点)电压。除非另有说明，否则本文示例中的GaN基二 极管(包括图1的整流器250、252)是阈值电压为1.2V的栅控二极管。

如图2A所示，变压器230内的每组绕组具有1：2的匝数比，但是 可以使用其他比率。对于电压为3V的初级侧电源Vcc，其中初级侧AC 电压V_{PRIM_ON}、V_{PRIM_OFF}分别在+3V与-3V之间交替，1：2的匝数比确保 了足够的接通电压，在电源开关Q1和下拉驱动器开关Q2的相应的栅极 处提供例如大于3.3V的电压。3V初级侧电压通过变压器230加倍，并 通过整流器250、252内的二极管压降(例如2*1.2V＝2.4V)降低。此 外，初级侧电压和次级侧电压也通过变压器230的电阻损耗而略有降低。

图3示出了对应于图2A的变压器驱动的电源开关装置的电压波形和 电流波形。以200MHz的频率驱动初级侧AC电压V_{PRIM_ON}、V_{PRIM_OFF}， 并且以150KHz的频率切换电源开关Q1。如图3所示，在时间t0与t1 之间，以200MHz、+/-3V的信号主动地驱动接通电压V_{PRIM_ON}，并且相 对应的AC接通电流I_{PRIM_ON}被提供给第一初级绕组232a。所得到的次级 侧AC电流I_{SEC_ON}从次级绕组234a输出，并由二极管电桥250整流。二 极管电桥250输出平均约为16mA RMS的整流电流I_GS，其在接通间隔 期间对电源开关Q1的栅极(G)充电。所得到的接近3.6V的栅极-源极 电压V_GS超过了电源开关Q1的接通阈值(例如3.3V)，使得电源开关 Q1在这些间隔期间接通。(变压器230将3V输入升压到大约6V，然后 由于整流器250内的两个栅控二极管两端的电压降而降低2.4V。)

在从时间t1到t2的间隔期间，接通电压V_{PRIM_ON}无效，例如浮置或 保持在0V，使得没有初级侧电流I_{PRIM_ON}或次级侧电流I_{SEC_ON}流动。在 此间隔期间，通过在+3V与-3V之间交替的200MHz信号来主动地驱动 关断电压V_{PRIM_OFF}，并且将相对应的关断电流I_{PRIM_OFF}提供给第二初级 绕组232b。所得到的次级侧AC电流I_{SEC_OFF}从次级绕组234b输出，并 由二极管电桥252整流，从而将下拉开关Q2的栅极驱动至接近3.6V， 如V_{PD_GS}的波形所示，其高于下拉开关Q2的接通阈值。在下拉驱动器开 关Q2导通的情况下，电源开关Q1的栅极和源极短路在一起，从而电源 开关Q1关断。

在时间t2处，再次主动地驱动接通电压V_{PRIM_ON}，以便再次接通电 源开关Q1。下拉电阻器R_PD用于将下拉驱动器开关Q2的栅极被动地下 拉至电源电压，从而迫使开关Q2关断。这可以在从时间t2开始的电压 V_{PD_GS}的衰减中看出。

图4示出了图2A的变压器驱动的开关装置的变型400，其中被动下 拉电阻器R_PD被堆叠的二极管电桥460代替，该二极管电桥460用于在 电源开关Q1被驱动接通时主动地驱动下拉驱动器开关Q2关断。二极管 电桥460由另一次级绕组435a驱动，该次级绕组435a也耦合至第一初 级侧绕组432a(由其驱动)。该二极管电桥460在与整流器252相反的方 向上堆叠，并且在每个支路中具有两倍数量的二极管，以便在电源开关 Q1接通时将负电压驱动到下拉驱动器开关Q2的栅极上。由于两个次级 绕组434a、435a都耦合至同一(接通)初级绕组432a，因此能量被同时 传输，从而确保当电源开关Q1接通时下拉驱动器开关Q2被驱动关断。 堆叠的二极管电桥配置用于使下拉驱动器开关Q2的栅极放电并且不仅 将栅极电压V_{PD_GS}驱动到开关Q2的阈值电压以下，而且栅极电压V_{PD_GS}还可以被驱动为负电压。将负电压驱动到开关Q2的栅极上可以加速开关 Q2的关断，从而加速电源开关Q1的接通转变。

如在图2A的开关装置中一样，下拉二极管电桥(整流器)252用于 将正电压驱动到下拉栅极上，以便当电源开关Q1关断时将下拉开关Q2 接通。二极管电桥252的激活电压必须低于二极管电桥460的激活电压。 图4的变压器430与图2A的变压器的不同之处在于，第一初级绕组432a 与次级绕组434a、435a的匝数比为1∶1.2∶1∶2，第二初级绕组432b 与其次级绕组434b的匝数比为1∶1。这样的配置确保当电源开关Q1接 通时驱动到二极管电桥460上的电压足以激活其中的二极管。

图5示出了对应于图4的变压器驱动的电源开关装置的电压波形和 电流波形。如图3所示，以200MHz的频率驱动初级侧AC电压V_{PRIM_ON}、 V_{PRIM_OFF}，并且以150KHz的频率切换电源开关Q1。初级侧接通电压和 初级侧关断电压在与图3的电平不同的+5V与-5V之间交替。除了它们的 电平，初级侧电流I_{PRIM_ON}、I_{PRIM_OFF}和次级侧电流I_{SEC_ON}、I_{SEC_OFF}与图 3相似。与图3不同，图5示出了与下拉电流I_{SEC_PD}相对应的波形，该下 拉电流是从图4的次级绕组435a输出的电流。该电流恰在接通电压 V_{PRIM_ON}变为有效之后上升，从而使下拉开关Q2的栅极放电。下拉电流 I_{SEC_PD}随着该栅极电荷消散而朝零衰减。此外，图5示出当电源开关Q1 接通时，下拉栅极电压V_{PD_GS}可以下降为负值。

尽管图4的开关装置相对于图2A的开关装置可以提供一些性能优 势，例如更快的接通速度，但是图4的开关装置更加复杂，因为它需要 另一次级绕组和另一堆叠的二极管电桥。图6的开关装置具有类似的优 点，但电路复杂度较低。

图6示出了变压器驱动的开关装置的另一版本600。该版本600类似 于图2A的开关装置，除了下拉电路660包括用于将下拉开关Q2驱动到 其关断状态的下拉二极管D_PD而不是包括图2A的下拉电路260的下拉电 阻R_PD以外。该拓扑结构提供的优点是，使用使电源开关Q1接通的同一 电流回路690驱动下拉开关Q2关断。通过将下拉二极管D_PD连接在下拉 开关Q2的源极与栅极之间，当电流在电流回路690中流动时，该二极管 D_PD的阈值电压将在下拉开关Q2的栅极处提供负电压，从而确保每当主 开关被驱动接通时，下拉开关Q2被驱动到其关断状态。

图7示出了对应于图6的开关装置600的电压波形和电流波形。这 些波形类似于图3的波形。然而，在电源开关Q1接通的间隔期间，栅极 -源极下拉电压V_{PD_GS}被驱动为负值(大约-1.2V，对应于栅控二极管的正 向偏置电压)。此外，驱动到电源开关Q1的栅极的整流电流I_GS(约为8 mARMS)低于图3中的相对应的电流，因为在下拉电路660中没有使稳 态电流的一部分放电的下拉电阻器。

图8示出了另一变压器驱动的开关装置800，其中下拉电路860包括 级联的下拉开关Q2，并且不需要下拉电阻器或二极管。下拉开关Q2的 栅极连接至电源开关Q1的源极。关断二极管电桥(整流器)252被连接 在下拉开关Q2的栅极和源极两端。如在前面描述的开关装置中一样，下 拉开关Q2的漏极连接至电源开关Q1的栅极，但是下拉开关Q2的源极 不连接至电源开关Q1的源极。利用该配置，以与针对先前的开关装置所 描述的方式相似的方式使电源开关Q1接通，但是其关断不同之处在于在 关断间隔期间向电源开关Q1的栅极施加负电压。当关断二极管电桥252 被激活时，生成正下拉栅极-源极电压V_{PD_GS}，以便使下拉开关Q2接通。 在下拉开关Q2的漏极和源极短路在一起的情况下，电源开关Q1的栅极 连接至关断整流器252的负极侧，而电源开关Q1的源极连接至关断二极 管电桥252的正极侧。因此，由关断整流器252生成的电压提供电源开 关Q1的栅极-源极端子两端的负电压，其中该负电压的幅值与施加到下 拉开关Q2的栅极端子和源极端子两端的正电压的幅值相同，即，当电源 开关Q1关断时，V_GS＝-V_{PD_GS}。除了提供相对较快的关断转变之外，电 源开关Q1的栅极处的负电压还具有另外的益处：将电源开关Q1稳固地 保持在其关断状态，从而减少了电源开关Q1例如由于噪音或振铃的意外 接通。

图9示出了对应于图8的变压器驱动的开关装置800的电压波形和 电流波形。这些波形类似于与先前描述的开关装置相对应的波形，但是 明显的例外是当电源开关Q1被驱动到其关断状态时，电源开关Q1的栅 极-源极电压V_GS被驱动至大约-3.3V的负值。该电压是在电源开关Q1的 关断状态期间驱动到下拉开关Q2的栅极-源极电压V_{PD_GS}的负值(例如， +3.3V)。

基于常开下拉开关的基于变压器的开关装置

上一节的基于变压器的开关装置使用常关开关主动地下拉电源开关 控制端子(栅极)。以下基于变压器的开关装置替代地使用常开下拉开关。 尽管可以使用其他类型的常开开关，但以下示例使用了常开GaN开关。 除了没有通常包括在GIT内的p型栅极结构外，这样的开关以与常关GIT 几乎相同的方式构造。这样的常开GaN开关可以是处于其原始状态的 HEMT，例如耗尽型HEMT。因为可以使用与电源开关相同的材料例如 GaN来构造常开HEMT，所以可以以与常关下拉开关可能是相同的方式 将常开下拉开关与电源开关集成在GaN管芯中。在以下示例中使用的常 开GaN开关在未施加电压时或在向开关栅极施加高于开关阈值的电压时 导通(接通)。关断开关阈值是通常在-4V至-7V范围内的负电压。当施加低于关断阈值的栅极-源极(gate-to-source)电压时，常开下拉开关关 断。

图10示出了使用常开下拉开关Q2的变压器驱动的开关装置1000的 电路。变压器驱动的开关装置1000包括具有其中每一个都类似于图2A 中所示的相对应的部件的电源开关Q1、接通整流器250和下拉整流器252 的GaN管芯1040。变压器驱动的开关装置1000还包括下拉电路1060， 下拉电路1060包括常开下拉开关Q2和下拉电阻器R_PD。与前述电路相 比，下拉整流器252被配置成在电源开关Q1接通的间隔期间相对于下拉 开关Q2的源极向下拉开关Q2的栅极施加负电压。在电源开关Q1的关 断间隔期间，电阻器R_PD均衡下拉开关Q2的栅极与源极之间的电荷，从 而将下拉栅极-源极电压V_{PD_GS}驱动为零，从而接通常开下拉开关Q2。

通过使用常开下拉开关Q2而不是使用常关下拉开关，电源开关Q1 默认为关断(非导通)状态。除非下拉开关Q2的栅极被驱动以足够负的 电压，否则下拉开关Q2使电源开关Q1的栅极和源极短路。这种默认状 态提供了另一益处，即在启动或无电力情况期间电源开关Q1不接通。这 进而可以防止当电源开关Q1是半桥或类似配置的一部分时的直通问题，从而提高系统的安全性和可靠性。在不需要如在典型的GaN驱动器电路 中所包括的在系统启动之前向电源开关的栅极施加负的栅极电压的复杂 的电路的情况下完成这种故障安全操作。下面描述的其他基于常开下拉 开关的电路也具有这些益处。

图10的常开下拉开关Q2的关断阈值为-4V或更低(更大的负值)， 即，当施加小于-4V或更低的栅极-源极电压V_{PD_GS}时，开关Q2关断， 否则接通。为了获得这样的负电压，变压器1030包括具有大约1：3或 更高的匝数比的初级绕组1032b和次级绕组1034b，其不同于先前描述的 变压器例如图2A的变压器230和绕组232a、234a的匝数比(例如1：2)。 下拉开关Q2的关断阈值可能由于生产差异而不同或由于下拉开关Q2的 不同实现方式/类型而不同。变压器匝数比和/或下拉整流器252中的二极 管的类型和数量可以适于适应下拉开关Q2的不同关断阈值。

图11示出了对应于图10的变压器驱动的开关装置1000的电压波形 和电流波形。相同的初级侧电压V_{PRIM_ON}被施加到两个初级侧绕组232a、 1032b。该电压V_{PRIM_ON}在电源开关Q1的接通间隔期间是有效的(在约 +3V与-3V之间交替)，而在电源开关Q1的关断间隔期间是无效的(大 约为0V)。如图11所示，次级侧电流波形I_{SEC_ON}、I_{SEC_PD_OFF}的时序相似， 但由于变压器绕组的匝数比不同(例如：1：2与1：4)，因此在电源开 关Q1的接通间隔期间，它们的电流水平略有不同。当初级侧电压V_{PRIM_ON}有效并且电源开关Q1接通时，如电压波形V_{PD_GS}所示，下拉开关Q2的 栅极-源极电压V_{PD_GS}被驱动为负电压，例如-9V。该负电压将下拉开关 Q2保持在其关断状态。当初级侧电压V_{PRIM_ON}无效(例如，约0V)并 且电源开关Q1关断时，电阻器R_PD将电压V_{PD_GS}拉到0V，从而使下拉 开关Q2接通并使电源开关Q1的栅极端子和源极端子短路，从而将电源 开关Q1保持在关断状态。

初级侧绕组232a、1032b接收相同的输入，并且“关断”信号基本 上只是不存在“接通”信号，如图11的波形V_{PRIM_ON}中所示。这意味着 不需要电力来维持电源开关Q1的关断状态，这与先前描述的使用常关下 拉开关的电路不同。与此相关，变压器驱动的开关装置1000的功耗取决 于电源开关Q1的开关的占空比。另外，因为同一信号被施加到两个初级侧绕组，所以变压器1030可以简化为具有耦合至两个次级侧绕组的单个 初级侧绕组。图12示出了这样的变压器驱动的开关装置1200。图12的 变压器1230包括单个初级侧绕组1232a，其耦合至两个次级侧绕组 1234a、1234b。可以包括磁芯1236a以辅助耦合，或者可以省略磁芯 1236a。从初级侧绕组1232a到次级侧绕组1234a、1234b的匝数比分别 为1：2和1：4。在其他方面，图12的电路1200与图10的电路1000相 同，并且电路1200的电压波形和电流波形类似于图11所示的电压波形 和电流波形。

图13A示出了变压器驱动的开关装置1300，其使用常开下拉开关 Q2，但是开关Q2的栅极的被动放电被主动放电代替。该装置1300类似 于图4的装置400，该装置还使下拉开关的栅极主动地放电，并提供与装 置400类似的益处。装置1300包括变压器1330和GaN管芯1340。

变压器1330除了变压器1330可以具有不同的匝数比以外类似于图 2A的变压器230，例如，第一绕组1332a与1334a之间的匝数比为1：5， 并且绕组1332b与1334b之间的匝数比为1：3。GaN管芯1340包括其 中每一个都类似于图10的装置1000中的相对应的部件的接通整流器 250、关断整流器252和电源开关Q1。GaN管芯1340另外包括下拉电路 1360，该下拉电路1360具有常开下拉开关Q2和电压钳位器1362。电压 钳位器1362的功能与具有较大正向偏置阈值(例如9V)的二极管相同， 从而生成从下拉开关Q2的源极到栅极的电压降V_CL。当电压钳位器1362 被激活时，即，提供足够的电压以便使电压钳位器1362正向偏置，负电 压相对于下拉源极被驱动到其栅极，以将下拉开关Q2保持在其关断状 态。例如，如果电压钳位器1362提供+9V的偏置电压，则当电压钳位器 1362被正向偏置时，V_{PD_GS}＝-9V。由于常开开关的关断阈值通常为-4V 至-7V，因此下拉栅极-源极电压V_{PD_GS}＝-9V将稳健地将下拉开关Q2保 持关断。

电压钳位器1362是接通电流回路1390的一部分，使得当电源开关Q1接通时，电压钳位器1362迫使下拉开关Q2到其关断状态。从接通整 流器250输出的足够高的电压将接通电源开关Q1并使电压钳位器1362 正向偏置，从而关断下拉开关Q2。对于在+3V与-3V之间交替的初级侧 输入V_{PRIM_ON}且变压器匝数比为1：5，提供给接通整流器250的所得到 的次级侧电压的幅值为15V。假设接通整流器250内的电压降为2.4V， 则所得到的整流器输出电压为12.6V，该电压被分配(apportion)在钳位 电压V_CL(例如9V)与电源开关Q1的栅极-源极电压V_GS(例如3.6V) 之间。

当电源开关Q1关断时，关断整流器252向下拉开关Q2施加电压， 从而使下拉开关Q2接通，从而使电源开关Q1的栅极和源极短路。(任 何高于阈值电压的电压例如-4V使下拉开关Q2接通。)第二电压钳位器 1364包括在关断电流回路中，以便避免在电源开关Q1的接通间隔期间 激活关断整流器252。(在没有第二电压钳位器1364的情况下，在接通间 隔期间，电流将流过关断整流器252并绕过电压钳位器1362。)对于+/-3V 的初级侧输入和1：4的匝数比，提供给关断整流器252的所得到的次级 侧电压为+/-12V。假设关断整流器252产生2.4V的电压降，则所得到的 +9.6V的电压使第二电压钳位器1364正向偏置，第二电压钳位器1364 具有钳位电压V_CL(例如9V)，并提供例如下拉栅极-源极电压V_{PD_GS}＝ 0.6V。该电压使下拉开关Q2接通，进而使电源开关Q1关断。

如先前关于图2B所描述的，可以由GaN晶体管构造栅控二极管和 PN二极管。电压钳位器1362、1364可以包括这样的二极管的串联堆叠。 图13B示出了基于栅控二极管和/或PN二极管的电压钳位器1362a、 1362b、1362c的示例。第一电压钳位器1362a包括串联连接的多个栅控 二极管。每个这样的栅控二极管通常具有0.9V至1.5V的拐点(阈值) 电压。例如，如果第一电压钳位器1362a中的N＝6并且阈值电压为1.5V， 则第一电压钳位器1362a将提供钳位电压V_CL＝9V。所示出的第二电压钳 位器1362b包括串联连接的三个PN二极管，其中这些PN二极管中的每 一个具有3V的拐点(阈值)电压。因此，所示出的第二电压钳位器1362b 将提供钳位电压V_CL＝9V。图13A的电压钳位器1362、1364每个具有 9V的钳位电压，因此可以使用第二电压钳位器1362b的电路。所示出的 第三电压钳位器1362c包括两个PN二极管和一个栅控二极管的混合。使 用上述代表性阈值电压，第三电压钳位器1362c提供钳位电压V_CL＝7.2V。 可以将栅控二极管和PN二极管的其他组合进行组装以实现期望的钳位电压电平，例如以提供对应于特定的常开下拉开关的关断阈值的钳位电 压V_CL。

图14示出了对应于图13A的变压器驱动的电源开关装置1300的电 压波形和电流波形。如在先前的示例中那样，在电源开关Q1的接通间隔 期间，初级侧接通信号V_{PRIM_ON}在+3V与-3V之间交替。在通过变压器 1330(匝数比为1：5)和接通整流器250之后，所得到的15V的电压提 供3.6V的栅极-源极电压V_GS和-9V的下拉栅极-源极电压V_{PD_GS}，如图所 示。在电源开关Q1的关断时间间隔期间，初级侧关断信号V_{PRIM_OFF}在 +3V与-3V之间交替。在通过变压器1330(匝数比1：4)和关断整流器 252之后，所得到的9.6V的电压使第二电压钳位器1364正向偏置，并提 供接近零的下拉栅极-源极电压V_{PD_GS}，如图所示。这使下拉开关Q2接 通，如图所示，将电源开关Q1的栅极-源极电压V_GS驱动至0V。

虽然开关装置1300具有提供电源开关Q1的主动接通和关断以及接 通和关断开关速度的相关联的控制的优点，但是开关装置1300包括两组 变压器绕组、两个电压钳位器和两个整流器。对于不需要主动控制电源 开关的关断速度的应用，可能期望提供故障安全保护的更简单的电路。 图15示出了这样的更简单的电路。

图15示出了与图13A相似的变压器驱动的开关装置1500，除了由 关断整流器252提供的主动放电被由下拉电阻器提供的被动放电代替， 从而简化了电路。除了消除图13A的关断整流器252之外，这样的被动 放电使得能够删除一组变压器绕组1332b、1334b和第二电压钳位器 1364。所得到的装置电路1500包括变压器1530和GaN管芯1540。

如在图13A的变压器1330中一样，变压器1530包括初级绕组1332a 和次级绕组1334a和可选的芯1336a，但是不具有用于驱动关断整流器的 第二组绕组。

GaN管芯1540包括接通整流器250和下拉电路1560。如在装置1300 中一样，电源开关Q1的栅极-源极电压V_GS和电压钳位器1362是同一电 流回路1590的一部分。因此，例如，在+3V与-3V之间交替的有效信号 V_{PRIM_ON}生成次级侧电压，该次级侧电压由接通整流器250整流，并且同 时被施加到电源开关的栅极-源极并施加到电压钳位器1362两端。类似 于图13A的电路1300，电流回路1590确保当电源开关Q1接通时下拉开 关Q2关断。

除了下拉开关Q2和电压钳位器1362之外，下拉电路1560还包括下 拉电阻器R_PD。当没有接通信号施加到变压器1530时，下拉电阻器R_PD使下拉栅极放电，从而迫使下拉栅极-源极电压V_{PD_GS}为0V。这导致下 拉开关Q2接通并使电源开关Q1的栅极和源极短路，从而将电源开关 Q1保持在其关断状态。与前面描述的下拉电阻器一样，该下拉电阻器 R_PD具有1kΩ的电阻并被产生为GaN管芯内的2DEG通道。可以使用其 他电阻，以便更改下拉栅极放电的速率。

装置1500具有许多与装置1300相同的优点，例如提供安全可靠的 电源开关Q1的关断，例如，避免直通、与占空比相关的功耗，并使用单 个接通电流回路以确保开关Q1、Q2处于其预期状态。装置1500也相对 简单，但是不像本文中其他通过施加关断信号主动地关断电源开关的电 路那样来支持关断开关速度的动态控制。

图16示出了对应于图15的装置1500的电压和电流。这些波形与图 14的波形基本相同，除了不存在与关断信号相对应的电压波形或电流波 形。电源开关Q1例如在时间t1处的关断转变由下拉栅极放电的速率确 定，该速率由下拉电阻器R_PD的电阻确定。电源开关Q1例如在时间t2 处的接通转变由从接通信号V_{PRIM_ON}传输的能量确定。因此，可以通过 改变该信号的电压、该信号的电流、跳跃脉冲等来更改接通转变。

不具有下拉开关的基于变压器的开关装置

前面各节中基于变压器的开关装置使用下拉开关以使电源开关控制 端子(栅极)主动地放电。以下基于变压器的开关装置在没有下拉开关 的情况下控制电源开关Q1的导通。

图17示出了具有变压器1730和GaN管芯1740的变压器驱动的开关 装置1700。GaN管芯1740包括接通二极管D1和关断电压钳位器1762。 如图13B中所示的一样，接通二极管D1可以是在先前描述的整流器中 使用的栅控二极管，并且电压钳位器1762可以包括堆叠在一起的几个栅 控二极管。接通二极管D1提供对从次级绕组1734a输出的AC信号的半 波整流。电容器C1耦接在电源开关Q1的栅极与源极两端，以便使半波 整流电压平滑，并在其接通间隔期间保持至电源开关的栅极的稳态电流。 电容器C1可以具有300pF或其他值的电容，并且可以是集成在GaN管 芯1740内的金属-绝缘体-金属电容器。

用于该装置1700的初级侧信号V_{PRIM_ON}、V_{PRIM_OFF}可以是单端的， 使得单个半桥可以驱动这些信号中的每一个信号，而不是如前面描述的 通常用于生成差分信号的全桥。小型DC阻断电容器C2、C3(例如100pF) 可以被包括在变压器1730中，以防止电流漂移至过大的值。当变压器 1730是在硅管芯中实现的无芯变压器时，这些电容器C2、C3可以与变 压器1730单片集成在同一硅管芯中。

电压钳位器1762用作二极管，但是需要比二极管D1更大的偏置电 压，以便在接通间隔期间不影响操作。在该示例中的电压钳位器1762包 括串联堆叠的三个栅控二极管，从而提供4×1.2V＝4.8V的正向偏置电压。 当关断信号V_{PRIM_OFF}被施加到变压器1730时，关断的电压钳位器1762 用作半波整流器，并且仅正电流从电源开关的栅极流向变压器1730，从而使电源开关的栅极放电。

图17的装置1700具有使用相对简单的电路并且仅需要单端驱动信 号的优点。二极管D1、电压钳位器1762、电容器C1和电源开关Q1可 以被单片集成在同一GaN管芯1740中，从而提供成本和尺寸优势，并 且减小了寄生电感并最小化电流回路的长度。如果使用零伏来关断电源 开关Q1，不需要电流来维持电源开关Q1的关断状态，则可能期望负的 关断电压来提供更快的关断转变，如在所示的装置1700中。装置1700 的缺点是电源开关Q1的栅极和源极不再直接短路在一起，并且仅当关断 信号V_{PRIM_OFF}有效(active)时，栅极电压才被钳位为零或为负，这可能 无法在无功率和启动条件期间将电源开关Q1安全地保持处于关断状态。

图18示出了对应于图17的装置1700的电压波形和电流波形。在接 通间隔期间，接通信号V_{PRIM_ON}在由变压器1730升压并由接通二极管 D1整流之后在0V与3V之间交替，向电源开关Q1的栅极提供接通电压 V_GS和电流I_GS。在关断间隔期间，关断信号V_{PRIM_OFF}在由变压器1730 升压并由电压钳位器(堆叠二极管)1762整流之后在0V与3V之间交替， 提供大约-1.2V的关断电压V_GS。这样的负电压用于使电源开关的栅极更 快速地放电，从而加速关断转变，并且更稳健地将电源开关Q1保持在其 关断状态。

图19示出了同样不具有下拉开关的变压器驱动的开关装置1900。对 于该装置，初级侧接通信号V_{PRIM_ON}和初级侧关断信号V_{PRIM_OFF}被差分 驱动，这意味着可以使用利用全桥的信号发生器。(为了便于说明，没有 示出这样的信号发生器。)由于差分施加的输入信号，因此在变压器(例 如，硅管芯)1930内不需要DC阻断电容器。否则，除了两对绕组1932a、1934a、1932b、1934b的匝数比之外，变压器1930与图17的变压器1730 基本相同。这些匝数比可以是例如1：2，或者可以被选择为匹配特定的 整流器电压降和电源开关Q1的接通阈值电压。

GaN管芯包括接通整流器250、关断整流器1952和电源开关Q1。 接通整流器250提供全波整流，使得在电源开关的栅极处不需要平滑电 容器。关断整流器1952在每个分支内包括两个堆叠的栅控二极管(gated diode)，从而在电源开关Q1的接通间隔期间关断整流器1952不会无意地 被激活，以便在关断间隔期间向电源开关的栅极施加负电压(该负电压会在关断转变时对电源开关的栅极更快地放电，并将电源开关Q1更稳固 地保持在其关断状态)。

图20示出了对应于图19的装置1900的电压波形和电流波形。在接 通间隔期间，初级侧AC接通电压V_{PRIM_ON}在+3V与-3V之间交替。在该 电压V_{PRIM_ON}例如通过变压器1930升压至2倍并且由接通整流器250整 流(其引起大约2.4V的电压降)之后，栅极-源极电压V_GS＝3.6V并且 电流I_GS被提供给电源开关Q1并使其接通。在关断间隔期间，初级侧AC 关断电压V_{PRIM_OFF}在+3V与-3V之间交替。在该电压V_{PRIM_OFF}例如通过 变压器1930升压到2.6倍并且由关断整流器1952整流之后，大约-3V的 栅极-源极电压V_GS被施加到电源开关Q1，从而使电源开关Q1保持关断。 装置1900提供优于图17的装置1700的优点在于装置1900的关断转变 要快得多。

图21示出了变压器驱动的开关装置2100，除了关断是由代替电压钳 位器1762的下拉电阻器R_PD提供的以外，变压器驱动的开关装置2100 类似于图17的变压器驱动的开关装置，从而简化了GaN管芯2140的电 路。与此相关，变压器(例如硅管芯)2130仅具有一组绕组1732a、1734a。 初级侧接通电压V_{PRIM_ON}可以是单端的。在接通间隔期间，初级侧接通 信号V_{PRIM_ON}在两个值(例如0和3V)之间交替，所得到的次级侧电压 和电流由二极管D1整流。因为二极管D1仅提供半波整流，所以电容器 C1(示为500pF)可能是有用的，以便在接通间隔期间使提供给电源开 关的栅极的电压和电流平滑。在关断间隔期间，下拉电阻器R_PD使电源 开关的栅极放电，从而使电源开关Q1被动地关断。装置2100具有电路 简单和设计最少的优点，但是具有包括相对较慢的关断转变的缺点。但 是，不需要快速关断转变的应用例如某些同步整流桥可能会受益于该装 置2100提供的简单电路。

图22示出了对应于图21的装置2100的电压波形和电流波形。这些 波形类似于图20的波形，但值得注意的例外是没有关断信号(V_{PRIM_OFF}、 I_{PRIM_OFF}、I_{SEC_OFF})。同样，可以看到电源开关Q1的栅极-源极电压V_GS衰减得更慢。(较小的下拉电阻器R_PD会产生较快的关断转变，但可能会 在接通间隔期间以较慢的接通转变和较高的功耗为代价。)

基于变压器的开关装置的系统级封装件(SiP)

本文所描述的任何基于变压器的开关装置可以有利地集成在同一封 装件内。图23示出了例如对应于图2A的装置200的这样的系统级封装 件2300的示例。优选地在硅管芯内实现的无芯变压器230具有接合至封 装件2300的引线2302的输入。无芯变压器230的输出被提供给GaN管 芯240，该GaN管芯240包括例如根据本文所描述的变压器驱动的开关 装置200的电源开关Q1和驱动电路。GaN管芯240内的电源开关Q1的 源极端子接合至封装件2300的引线框，而引线框又连接至封装件2300 的引线。电源开关Q1的漏极例如使用焊线(wire bond)来接合至封装件 2300的引线。SiP提供了集成装置，其包括电源开关Q1以及任何所需的 电平转换、隔离、驱动器电源等。

基于变压器的双向开关装置

先前的描述着重于基于变压器的开关装置，每个开关装置都包括分 立的GaN开关。有利的是，所描述的驱动电路可以应用于其他拓扑、其 他电源开关类型以及单个封装件中的多个开关。图24示出了一个示例， 其中两个GaN电源开关被集成在单个GaN管芯中，并且单个变压器芯片 (例如，在硅管芯中实现的无芯变压器)向GaN管芯提供驱动信号。GaN管芯中的电源开关可以被单独地控制，或者可以被一起控制，以便实现 理想的开关，即，能够在两个方向上阻挡电流的双向(bidi)开关。所示 的装置2400减少了通常与一般是驱动双向开关特别是双向GaN开关相 关联的高成本和复杂的驱动电路。图24的变压器驱动的双向开关装置 2400使用与图15的装置1500类似的电路。然而，应当理解，先前描述 的其他变压器驱动的开关装置可以被类似地布置以得到双向开关。

双向开关装置2400包括具有与图15的电路相同的电路的第一(下 部)部分。下部部分包括第一变压器绕组2402a、2404a、可选的第一芯 2406a、第一接通整流器250、第一下拉电路1560和第一电源开关Q1。 装置2400还包括具有作为第一部分的镜像的电路的第二(上部)部分。 第二部分包括第二变压器绕组2403a、2405a、可选的第二芯2407a、第 二接通整流器251、第二下拉电路1561和另一电源开关Q3。电源开关 Q1、Q3的漏极端子D1、D3耦接在一起。提供电源开关Q1、Q3的源极 端子S1、S3以用于外部连接至GaN双向开关管芯2440。如图所示，双 向开关装置2400分布在包括变压器2430的硅管芯和包括电源开关Q1、 Q3以及用于控制电源开关的相关电路的GaN管芯2440上。

具有常开电源开关的基于变压器的开关装置

基于变压器的开关装置的先前示例包括常关电源开关。先前描述的 电路拓扑可以适于控制常开电源开关。图25示出了包括常开电源开关 Q1的变压器驱动的开关装置2500。装置2500包括变压器2530和GaN 管芯2540。装置2500的电路是图15中的装置1500的电路的反相形式， 但是包括将电源开关Q1的源极耦接至栅极的附加电阻器R2。与图15的装置1500内的电源开关Q1相反，当将有效信号施加到变压器2530时， 装置2500的电源开关Q1关断，否则接通。

默认情况下，常开下拉开关Q2导通，从而使电源开关Q1的源极和 栅极短路。在其栅极-源极电压V_GS＝0的情况下，常开电源开关在此默 认状态下接通。下拉电阻器R1在关断间隔之后使下拉栅极和下拉源极两 端的电压相等，从而迫使下拉开关Q2和电源开关Q1返回其默认(接通) 状态。

当将有效关断信号V_{PRIM_OFF}例如在+3V与-3V之间交替的信号施加 至变压器2530时，整流器2550对相对应的次级侧信号进行整流并将电 流提供给电流回路2590。整流器2550提供给该电流回路2590的电压在 电源开关Q1的栅极-源极电压V_GS与电压钳位器2562之间分配。电压钳 位器2562可以使用栅控二极管来构造，在该示例中，该栅控二极管提供8V的正向偏置阈值(钳位电压V_CL)。附加电阻器R2向源极-栅极路径提 供并联电流路径。电阻器R2的并联路径在关断间隔期间维持连续的电 流，以保持负的栅极-源极电压V_GS，从而保持电源开关Q1的关断状态。

图26示出了对应于图25的变压器驱动的电源开关装置2500的电压 波形和电流波形。在电源开关Q1的关断间隔期间，初级侧关断AC信号 V_{PRIM_OFF}在+3V与-3V之间交替。该电压由变压器2530升压，并由整流 器2550内的二极管降低电压降。从整流器2550输出的所得到的电压被 施加到电源开关Q1的栅极-源极和电压钳位器2562两端并且具有大约 16V的幅值。电压钳位器2562在其正向偏置时具有钳位电压V_CL＝8V， 如图所示，导致在关断间隔期间-8V的下拉栅极-源极电压V_{PD_GS}，其将 下拉开关Q2保持处于其关断状态。如图所示，从整流器2550输出的剩 余电压为电源开关Q1提供-8V的栅极-源极电压V_GS，其将电源开关Q1保持处于其关断状态。在关断间隔期间，电流I_GS从整流器2550流出。 在接通间隔期间，初级侧关断AC信号V_{PRIM_OFF}并不生效，例如，未被 驱动或以0V或其他一些直流电压驱动。没有显著的能量在变压器2530 两端传输，并且没有提供电流I_GS来关断电源开关Q1。下拉栅极-源极电 压V_{PD_GS}和电源开关栅极-源极电压V_GS上升到0V，电源开关Q1默认为 常开状态。

图27示出了变压器驱动的开关装置2700，其包括被布置为双向开关 的两个常开电源开关Q1、Q3。用于驱动这些开关的电路类似于用于驱动 图25的装置2500的电路。但是，该电路以与图24中描述的基于常关电 源开关的双向开关相同的方式被复制和反相以驱动电源开关Q3。

具有非GaN电源开关的基于变压器的开关装置

基于变压器的开关装置的先前示例着重于包括GaN晶体管作为电源 开关的装置。但是，电路拓扑可以类似地应用于其他电源开关，包括功 率MOSFET。这样的基于MOSFET的装置优选地在管芯之间具有不同的 划分。值得注意的是，整流二极管、下拉开关和/或相关的驱动电路可以 与变压器集成在同一管芯上。如在先前描述的装置中一样，主动或被动栅极下拉都可以与功率MOSFET一起使用。但是，当使用无芯变压器时， 开关速度可能比常规的MOSFET驱动器慢。这可以通过各种技术来改进。 例如，具有减小的线圈阻抗的更强的电流处理线圈可能导致更快的开关 转变。可以使用有芯变压器，其提供了改进的耦合，从而导致更高的功 率传输和更快的开关转变，但是可能会使集成变得困难。与单端驱动信号相比，使用全桥差分驱动信号用于接通功率MOSFET导致较高的功率 传输，并减少开关转变时间。功率MOSFET栅极的主动下拉通常会提供 更快的关断转变，在某些应用中，可能需要达到功率MOSFET可接受的 关断转变速度。

图28示出了基于变压器的开关装置2800，其包括MOSFET 2860作 为电源开关Q1。所示出的示例使用类似于图19的装置1900的电路的电 路。然而，该电路在物理上被不同地划分。装置2800包括变压器和整流 器管芯2840。变压器1930、接通整流器250和关断整流器1952被单片 集成在该管芯2840内。管芯2840可以是硅管芯、碳化硅管芯或由其他 一些半导体材料制成。如图所示，功率MOSFET 2860被集成在单独的管 芯上。

因为变压器1930、接通整流器250和关断整流器1952类似于关于图 19描述的相应的部件，所以将不对其进行全面描述。然而，注意，关断 整流器1952具有两倍于接通整流器250的二极管。这防止了关断整流器 1952内的二极管在接通间隔期间被正向偏置(激活)，其中在接通间隔期 间在MOSFET 2860的栅极端子和开尔文源极(KS)端子两端驱动正电压。特别是，关断整流器1952应该具有足够高的阈值电压，使得其不会 被正向偏置到高达MOSFET 2860的最大预期栅极-源极电压V_GS的任何 电压。

因为功率MOSFET的栅极是纯电容性的，并且不需要在整个接通或 关断间隔内提供电流，所以能量传输周期可以被限制为与开关转变相对 应的时间间隔，因此，如图29所示，接通驱动信号和关断驱动信号可能 是不连续的。

图29示出了对应于图28的基于变压器的开关装置2800的电压波形 和电流波形。从时间t0开始，激活接通信号V_{PRIM_ON}，使接通信号V_{PRIM_ON}在+10V与-10V之间交替，直到时间t0a。在此间隔期间提供初级侧电流 I_{PRIM_ON}和次级侧电流I_{SEC_ON}，并且在由接通整流器250进行整流之后， 向MOSFET 2860的栅极提供正电流I_GS。一旦栅极-源极电压V_GS达到接 通阈值，例如对于功率MOSFET 2860来说接通阈值为5V，则功率 MOSFET 2860接通。在功率MOSFET 2860接通之后，接通信号V_{PRIM_ON}可以被去激活，例如接通信号V_{PRIM_ON}被设置为0V或其他一些DC电压。

对于在时间t1的关断转变，激活关断信号V_{PRIM_OFF}，使其在+10V 与-10V之间交替，直到时间t1a。在该间隔期间提供初级侧电流I_{PRIM_OFF}和次级侧电流I_{SEC_OFF}，并且在由接通整流器250进行整流之后，从 MOSFET 2860的栅极汲取电流，即，提供负电流I_GS。该汲取电流使MOSFET栅极(G)放电，并降低栅极-源极电压V_GS，从而关断功率 MOSFET 2860。在功率MOSFET2860关断之后，接通信号V_{PRIM_ON}可 以被去激活，例如被设置为0V或其他一些DC电压。接通转变速度和关 断转变速度部分取决于MOSFET 2860的栅极-源极电容，对于所示的实 施方式来说该电容为2nF。

关于使用GaN电源开关的基于变压器的开关装置描述的电路拓扑可 以以与图28所示相同地方式类似地修改为使用MOSFET电源开关。

开关转变速度

本文描述的变压器驱动的开关装置在开关转变速度方面提供了相当 大的灵活性，这可以提供与常规的电源开关驱动技术相比的优点。对于 采用基于接通信号例如V_{PRIM_ON}的主动接通的装置，可以通过更改由接 通信号提供的电压和/或电流来动态地控制接通转变速度。可替选地，可 以通过接通信号内的脉冲的跳跃来减慢接通转变速度，这可能更简单， 因为与更改模拟功率信号相反，这仅需要更改信号发生器中的数字控制。 类似地，可以更改接通信号的占空比或频率，以便控制接通转变速度。 采用基于关断信号例如V_{PRIM_OFF}的主动关断的装置可以通过更改关断信 号的电压和/或电流和/或通过脉冲的跳跃或更改关断信号的占空比或频 率来类似地更改其关断转变速度。对于当其接通时具有高驱动电流但随 后可能保持较低电流的理想的电源开关例如GaN，可以采用脉冲跳跃来 实现较低的维持电流。

尽管本公开内容不限于此，但以下编号的示例说明了本公开内容的 一个或更多个方面。

示例1.一种变压器驱动的开关装置，包括：功率晶体管、第一变压 器和第一整流器。功率晶体管具有第一负载端子和第二负载端子，以及 控制第一负载端子与第二负载端子之间的导通的控制端子。第一变压器 包括第一初级绕组和第一次级绕组。第一整流器耦接在第一次级绕组与 功率晶体管的控制端子之间。第一次级绕组和第一整流器被配置成基于 耦合至所述第一初级绕组的输入波形来传输用于驱动所述控制端子的所 需的能量和控制定时，以便控制所述第一负载端子与所述第二负载端子 之间的导通。所述输入波形包括具有多个高频脉冲的接通间隔，所述第 一变压器和所述第一整流器将所述多个高频脉冲转换为被提供给所述控 制端子以接通所述功率晶体管的单个接通控制脉冲，并且所述输入波形 在所述功率晶体管的关断间隔期间包括直流(DC)电平。

示例2.根据示例1所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述功率 晶体管、所述第一变压器和所述第一整流器被集成在同一封装件内。

示例3.根据示例1所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述第一 变压器是不具有磁芯的无芯变压器。

示例4.根据示例3所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述第一 变压器被集成在硅管芯中。

示例5.根据示例4所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述第一 整流器与所述第一变压器集成在同一硅管芯中。

示例6.根据示例1所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述高频 脉冲的频率在所述接通间隔期间变化，以便控制所述功率晶体管的接通 速度。

示例7.根据示例1所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述功率 晶体管是常关高电子迁移率晶体管(HEMT)，所述第一负载端子是漏极， 所述第二负载端子是源极，以及所述控制端子是栅极。

示例8.根据示例7所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述常关HEMT是基于氮化镓(GaN)的栅极注入晶体管。

示例9.根据示例7所述的变压器驱动的开关装置，还包括下拉晶体 管，所述下拉晶体管被配置成在所述功率晶体管的关断间隔期间将所述 栅极短路至所述源极。

示例10.根据示例9所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述下拉 晶体管是包括下拉漏极、下拉源极和下拉栅极的常开HEMT。所述变压 器驱动的开关装置还包括下拉控制电路，所述下拉控制电路连接在所述 下拉栅极与所述下拉源极之间，并且被配置成当所述功率晶体管接通时 相对于所述下拉源极向所述下拉栅极自主施加负的下拉关断电压，并且 在所述功率晶体管的关断间隔期间对所述下拉关断电压自主放电。

示例11.根据示例10所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述下 拉控制电路包括电压钳位器和电阻器。所述电压钳位器耦接在所述下拉 源极与所述下拉栅极之间，并且被配置成当所述功率晶体管接通时相对 于所述下拉源极向所述下拉栅极施加所述下拉关断电压。所述电阻器耦 接在所述下拉栅极与所述下拉源极之间，并且被配置成当所述功率晶体 管关断时提供对所述下拉关断电压的自主放电。

示例12.根据示例11所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述电 压钳位器包括一个或更多个被配置为二极管的HEMT，所述电阻器包括 二维电子气(2DEG)HEMT区域，所述第一整流器包括一个或更多个被 配置为二极管的HEMT。所述第一整流器、所述下拉晶体管和所述下拉 控制电路与所述常关HEMT被单片集成在同一管芯上。

示例13.根据示例9所述的变压器驱动的开关装置，还包括第二变压 器，所述第二变压器包括第二初级绕组和第二次级绕组。所述下拉晶体 管是包括下拉源极、下拉漏极和下拉栅极的常关HEMT。所述变压器驱 动的开关装置还包括第二整流器，所述第二整流器耦接在所述第二次级 绕组与所述下拉栅极之间。所述第二整流器被配置成将从所述第二次级 绕组接收的多个高频脉冲转换为施加至所述下拉栅极的单个接通脉冲。

示例14.根据示例13所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述下 拉漏极耦接至所述功率晶体管的栅极，所述下拉栅极耦接至所述功率晶 体管的源极，并且所述第二整流器耦接在所述下拉栅极和所述下拉源极 两端。

示例15.根据示例14所述的变压器驱动的开关装置，其中，施加至 所述第二初级绕组的高频关断波形的频率和/或振幅控制所述下拉晶体管 的接通速度和所述功率晶体管的关断速度。

示例16.根据示例13所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述第 一整流器、所述第二整流器和所述下拉晶体管与所述功率晶体管被单片 集成在同一管芯上。

示例17.根据示例7所述的变压器驱动的开关装置，还包括第二变压 器和第二整流器。所述第二变压器包括第二初级绕组和第二次级绕组。 所述第二整流器耦接至所述第二次级绕组，并且耦接在所述功率晶体管 的栅极和源极两端，使得响应于从所述第二次级绕组接收的交流(AC) 信号在所述栅极与所述源极之间提供负的关断电压。

示例18.根据示例17所述的变压器驱动的开关装置，其中，所述第 一整流器和所述第二整流器与所述功率晶体管被单片集成在同一管芯 中。

示例19.一种变压器驱动的电源开关系统，其包括功率晶体管、第 一变压器、整流器和控制逻辑电路。所述功率晶体管包括第一负载端子、 第二负载端子以及控制所述第一负载端子与所述第二负载端子之间的导 通的控制端子。所述第一变压器包括第一初级绕组和第一次级绕组。所 述整流器耦接在所述变压器与所述控制端子之间。所述控制逻辑电路包 括控制输入端和频率发生器，其中，所述频率发生器被配置成响应于所 述控制输入端接收到接通电平而向所述第一初级绕组提供接通高频信 号，并且响应于所述控制输入端接收到关断电平而向所述第一初级绕组 提供直流(DC)信号。

示例20.根据示例19所述的变压器驱动的电源开关系统，其中，所 述控制逻辑电路和所述第一变压器被单片集成在同一管芯中。

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