具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的是提供一种基于过调制的永磁同步电机弱磁控制装置与方法，以解决现有弱磁控制算法对直流母线电压的利用率不高并且系统对进入弱磁控制和退出弱磁控制的切换条件要求比较高的问题。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

实施例1：

单纯的弱磁控制不能使永磁同步电机最大程度的利用直流母线电压。为了令永磁同步电机能够最大程度的利用直流母线电压，本实施例提供了一种基于过调制的永磁同步电机弱磁控制装置。如图1所示，基于过调制的永磁同步电机弱磁控制装置包括：位置调节器、速度调节器、弱磁控制模块、第一坐标变换器、第二坐标变换器、第三坐标变换器、空间矢量脉宽调制器，逆变电路、电流采样模块、位置检测模块、电机转速计算模块。

在永磁同步电机的控制中，为了得到类似直流电机的控制特性，在电机转子上建立一个坐标系，此坐标系与转子同步转动，取转子磁场方向为直轴，垂直于转子磁场方向为交轴。永磁同步电机的弱磁控制思想来自他励直流电动机的调磁控制，当他励直流电动机端电压达到最大电压时，只能通过降低电动机的励磁电流，改变磁通，在保证电压平衡的条件下，使电动机能够恒功率运行于更高的转速。也就是说，他励直流电动机可以通过降低励磁电流达到弱磁扩速的目的。对于永磁同步电机而言，励磁磁动势因永磁体产生而无法调节，只能通过调节定子电流，即增加定子直轴去磁电流分量来维持电机高速运行时电压的平衡，达到永磁同步电机弱磁扩速的目的。在本实施例中，基于过调制的永磁同步电机弱磁控制装置中的各器件连接关系为：

所述位置调节器的输出端连接所述速度调节器的输入端，所述位置调节器用于对位置指令值和位置反馈值的差值处理得到速度指令值ω^*；

所述速度调节器的输出端连接所述弱磁控制模块的输入端，所述速度调节器用于对速度指令值ω^*和速度反馈值ω的差值进行处理得到直轴电流指令值i_d ^*；

所述弱磁控制模块的输出端连接所述第一坐标变换器的输入端，所述弱磁控制模块用于对直轴电流指令值i_d ^*和直轴电流反馈值i_d处理得到直轴电压指令值和交轴电压指令值

所述第一坐标变换器的输出端连接所述空间矢量脉宽调制器的输入端，所述第一坐标变换器用于对直轴电压指令值和交轴电压指令值进行坐标转换；

所述空间矢量脉宽调制器的输出端连接所述逆变电路的输入端；

所述逆变电路的输出端连接所述电流采样模块的输入端和永磁同步电机；

所述电流采样模块的输出端连接所述第二坐标变换器的输入端，所述第二坐标变换器的输出端连接所述第三坐标变换器的输入端，所述三坐标变换器的输出端连接所述弱磁控制模块的输入端；

所述位置检测模块用于对永磁同步电机进行实时检测，所述位置检测模块的输出端连接所述位置调节器的输入端和电机转速计算模块的输入端；

所述电机转速计算模块的输出端连接所述速度调节器的输入端；所述电机转速计算模块用于对位置反馈值处理得到速度反馈值ω。

在本实施例中，由于传统的id补偿弱磁控制算法基于直轴电流调节和交轴电流调节，在直轴电流和交轴电流坐标平面上规划电机定子电流轨迹。这种方法需要同时设计直轴电流环和交轴电流环两个电流环，在调节过程中采用纯积分控制器或者比例积分控制器，对输出电压矢量幅值与设定输出电压阈值的差值进行纯积分或比例积分控制来调节弱磁电流。当电机运行在高速区域时，直轴电流调节器和交轴电流调节器耦合加强，电流调节器易于饱和从而影响电机性能。因此本发明利用直轴电流和交轴电流相耦合的特性，提供一种只调节直轴电流的弱磁控制模块，具体如下：

如图2所示，弱磁控制模块具体包括直轴电流调节器和交轴电压计算模块；直轴电流调节器可以是PI调节器或PR调节器，所述直轴电流调节器用于得到直轴电压指令值所述交轴电压计算模块用于根据直轴电压指令值和弱磁控制阈值电压u_{s max}计算得到交轴电压指令值具体的交轴电压指令值的计算公式为：

在弱磁控制区，交直轴电压和电流满足以下两个条件:

u_s ²＝u_d ²+u_q ²≤u_{s max} ²

i_s＝i_d ²+i_q ²≤i_{s max} ²

其中，u_s为定子端电压矢量幅值，i_s为定子端电流矢量幅值，受限于驱动器直流母线电压U_dc，u_s存在最大值u_{s max}，受限于温升限制，i_s存在最大值i_{s max}。

由图3可知，弱磁控制模块得到的直轴电压指令值和交轴电压指令值经坐标变换后输入到空间矢量脉宽调制器，SVPWM控制具有线性调制和过调制功能。过调制算法的原则是输出电压矢量的幅值和相位变换尽可能的反应给定电压矢量的幅值和相位变换，当永磁同步电机给定电压矢量幅值大于特定值后，系统工作在纯六拍状态。由图4可知，小圆半径的数值为0.577倍的直流母线电压的幅值，大圆半径的数值为0.667倍的直流母线电压的幅值。小圆内代表线性调制区，小圆与大圆之间的环代表过调制区，相比之下，所有工作在线性调制状态的逆变器都存在不能充分利用直流母线的电压的问题，因此，对逆变器进行过调制控制可以提高永磁同步电机对直流母线电压的利用率。在弱磁控制提高永磁同步电机转速的情况下，结合过调制控制可以进一步提高电机转速，改善系统动态性能。

实施例2：

本实施例用于提供一种基于过调制的永磁同步电机弱磁控制方法，采用实施例1所述的基于过调制的永磁同步电机弱磁控制装置进行工作，如图5所示，所述基于过调制的永磁同步电机弱磁控制方法包括如下步骤：

步骤1：根据直流母线电压U_dc获取弱磁控制阈值电压u_{s max}；

所述弱磁控制阈值电压为u_{s max}为0.577倍的直流母线电压U_dc，因为图4中小圆半径的数值同样为为0.577倍的直流母线电压的幅值，所以永磁同步电机进入弱磁控制的同时也会进行过调制控制。弱磁控制与过调制同时对永磁同步电机进行控制，使得本发明能够在电机转速快速动态响应和可靠运行上做到平衡。

步骤2：实时获取永磁同步电机定子端电压矢量幅值u_s；

永磁同步电机定子端电压矢量幅值u_s是实时获取的，即需要实时检测永磁同步电机是否需要进行弱磁控制。

步骤3：比较定子端电压矢量幅值u_s与弱磁控制阈值电压u_{s max}的大小；

为了保证永磁同步电机在全速范围内稳定运行，需要电机在i_d＝0控制区和弱磁控制区平稳切换。在i_d＝0控制区，定子端电压矢量幅值小于弱磁控制阈值，当定子端电压矢量幅值等于弱磁控制阈值电压幅值时，继续增加电机转速或负载，则切换到弱磁控制。从i_d＝0控制切换到弱磁控制的条件为；

当电机退出弱磁控制时，保持电机相电压为弱磁控制阈值电压u_{s max}，定子端直轴电流数值大于0，可防止因直轴电流与交轴电流耦合导致系统发生振荡。

步骤301：若定子端电压矢量幅值u_s小于弱磁控制阈值电压u_{s max}，以i_d＝0控制算法控制永磁同步电机，并以现有的SVPWM线性调制算法控制永磁同步电机逆变器；

定义调制比M，调制比M计算公式为：

其中，为图4所示六边形顶点电压矢量幅值，|u_r|表示参考电压矢量u_r的幅值，r^*表示|u_r|以U_dc为基准进行标幺值计算。

在线性调制区，空间矢量脉宽调制具有良好的线性增益，逆变器输出相电压基波幅值最大可达0.577U_dc，此时调制比为0.866，即调制比大于零小于等于0.866时，SVPWM工作在线性调制区。逆变器输出相电压基波幅值超过0.577U_dc时，SVPWM工作在过调制区，此时逆变器输出相电压基波幅值最大为即调制比大于0.866小于等于1时，SVPWM工作在过调制区。

令θ_r为参考电压矢量u_r的相角，则参考电压矢量u_r的极坐标表达式为：

在本实施例中，假定参考电压矢量位图4中的第一扇区，则参考电压矢量u_r可表示为：

其中，T_s为SVPWM的一个开关周期，T₁，T₂为顶点电压矢量u₁和顶点电压矢量u₂的作用时间。

以现有的SVPWM线性调制算法计算顶点电压矢量u₁与顶点电压矢量u₂的作用时间T₁与T₂，可得到：

其中，|u_r|表示参考电压矢量u_r的幅值，U_dc表示直流母线电压的幅值，θ_r表示参考电压矢量u_r的相角。

步骤302：若定子端电压矢量幅值u_s等于弱磁控制阈值电压u_{s max}，继续增加电机转速或者负载，则以弱磁控制算法控制永磁同步电机，并以SVPWM过调制算法控制永磁同步电机逆变器。

在本实施例中，所述弱磁控制具体包括：

根据位置指令值和位置反馈值计算得到速度指令值ω^*；所述位置指令值为给定值，所述位置反馈值由位置检测模块对永磁同步电机检测得到；

根据所述速度指令值ω^*和速度反馈值ω计算得到直轴电流指令值i_d ^*；所述速度反馈值ω由电机转速计算模块对所述位置反馈值计算得到；

根据所述直轴电流指令值i_d ^*和直轴电流反馈值i_d计算得到直轴电压指令值所述速度反馈值i_d为电流采样模块采集永磁同步电机的电流经两次坐标变换后得到的参数值；

根据所述直轴电压指令值和所述弱磁控制阈值电压u_{s max}计算得到交轴电压指令值

转速调节器输出包含电极弱磁信息的和转矩信息的直轴电流指令值i_d ^*，经直轴电流调节器调节，则可得到直轴电压指令值算法中无交轴电流调节器，交轴电压指令值根据直轴电压指令值和弱磁控制阈值电压u_{s max}计算得到。因此本发明不需要考虑对直轴电流与交轴电流进行解耦。

在本实施例中，所述过调制算法控制具体包括：

步骤3021：定义逆变器输出实际电压矢量u与参考电压矢量u_r的幅值系数，幅值系数公式为：

其中，表示SVPWM电压矢量图中六边形内切圆对应的电压矢量的幅值，2/3U_dc表示SVPWM电压矢量图中的顶点电压矢量的幅值，|u_r|表示参考电压矢量u_r的幅值

步骤3022：对所述内切圆对应的电压矢量的幅值所述顶点电压矢量的幅值2/3U_dc和所述参考电压矢量u_r的幅值|u_r|以直流母线电压U_dc为基准进行标幺值计算，得到幅值系数新计算式：

步骤3023：确定所述顶点电压矢量u_x、参考电压矢量u_r与逆变器输出实际电压矢量u的关系式：

其中，k为新幅值系数，u_x为顶点电压矢量，u_r为参考电压矢量。

步骤3024：根据所述顶点电压矢量u_x的编号x与所述参考电压矢量u_r的相角θ_r关系按照作用时间计算公式计算所述顶点电压矢量u_x的作用时间；所述作用时间计算公式根据所述顶点电压矢量u_x、参考电压矢量u_r与逆变器输出实际电压矢量u的关系式确定；假定参考电压矢量u_r位于图4的SVPWM电压矢量图中的第一扇区，则此时的顶点电压矢量u₁与顶点电压矢量u₂的作用时间T₁与T₂为：

步骤3025：根据所述作用时间得到过调制信号；

步骤3026：利用所述过调制信号对永磁同步电机进行过调制控制。

本发明过调制算法控制时，对顶点电压矢量u₁与顶点电压矢量u₂的作用时间T₁与T₂的计算方法，与现有的VPWM线性调制算法对顶点电压矢量u₁与顶点电压矢量u₂的作用时间T₁与T₂的计算方法相似，因此本发明能够使逆变器在全部SVPWM调制区间平滑过度，使逆变器输出相电压具有更高的线性度。

具体的，顶点电压矢量u_x中x的具体值与参考电压矢量相角θ_r的关系如下表1：

表1

本发明提供的弱磁控制算法与现有单电流调节器弱磁算法相比，不增加计算复杂度，可以使电机在短时内运行在过流状态，扩大了弱磁范围。在使用弱磁算法控制永磁同步电机的同时，结合过调制算法，使本发明能够充分利用逆变器直流侧电压，提高了电机的动态性能和带载能力。且本发明线性调制区和过调制区的算法兼容，系统无需切换过调制算法，使逆变器输出相电压幅值具有良好的线性增益，提高了过调制区运行的稳定性。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。