具体实施方式

如图1所示，本发明的实施方式的电力用半导体装置的第一实施方式具有控制电路1、开关元件2和开关元件温度检测用二极管8。开关元件2示出在本实施方式中使用IGBT的例子。开关元件温度检测用二极管8也可以内置于开关元件2。在开关元件2是IGBT的情况下，开关元件温度检测用二极管8在开关元件2的表面(发射极端子)的中央隔着绝缘膜由多晶硅形成。另外，开关元件温度检测用二极管8也可以在能够测量开关元件2的温度的位置与开关元件2分离地配置。例如，开关元件温度检测用二极管8既可以搭载在搭载有开关元件2的电路基板，或者也可以与开关元件2配置在同一树脂壳体内，或者还可以配置于成型有开关元件2的树脂壳体附近。这里，电路基板是具有预定的电路图案的绝缘基板。

控制电路1具有控制电路的温度检测用二极管3、过电流基准电压校正电路4、过电流基准电压电路5、过电流检测比较器6、感测电压检测用电阻7、过热检测比较器9以及过热基准电压电路10、恒定电流源11,12、以及滤波器13。控制电路1与控制电路的温度检测用二极管3也可以集成在同一半导体基板内。例如，温度检测用二极管3在半导体基板的表面隔着绝缘膜由多晶硅形成。另外，温度检测用二极管3也可以在能够测量控制电路1的温度的位置与控制电路1分离地配置。例如，温度检测用二极管13既可以搭载于搭载有控制电路1的电路基板，或也可以与控制电路1配置在同一树脂壳体内，或者还可以配置于成型有控制电路1的树脂壳体附近。

如图1所示，控制电路1与开关元件2连接。开关元件2与流通主电流的IGBT并联地还内置有电流感测元件。控制电路1具备分别输出栅电压的输出端子OUT、过电流检测端子OC、以及过热检测端子OH。进而，控制电路1和开关元件2包括控制电路的温度检测用二极管3和开关元件温度检测用二极管8在内，既可以设置在同一电路基板内，也可以设置在同一树脂壳体内，还可以各自地成型。

输出端子OUT连接于开关元件2的栅极端子，过电流检测端子OC连接于开关元件2的电流感测元件的电流感测用端子。开关元件2的发射极端子连接于接地电位。

过热检测端子OH在控制电路1内连接于恒定电流源11、过热检测比较器9的反相输入端子和过电流基准电压校正电路4，过热检测比较器9的非反相输入端子连接于过热基准电压电路10。过热检测端子OH连接于开关元件温度检测用二极管8的阳极端子，开关元件温度检测用二极管8的阴极端子连接于控制电路1的接地电位。

在开关元件温度检测用二极管8中，始终流通由恒定电流源11产生的恒定电流，且与开关元件2的芯片温度对应的正向电压被施加到过热检测比较器9的反相输入端子。这里，假定开关元件温度检测用二极管8具有负的温度特性，过热基准电压电路10输出与TH的温度对应的过热基准电压VOH1。由此，当芯片温度小于TH时，过热检测比较器9输出低电平的保护工作信号，如果芯片温度成为TH以上的高温，则过热检测比较器9输出高电平的保护工作信号。如果该高电平的保护工作信号被输出，则控制电路1在从告警输出电路输出告警信号的同时进行使开关元件2成为关断的控制。

过电流检测端子OC在控制电路1内连接于感测电压检测用电阻7和过电流检测比较器6的反相输入端子，过电流检测比较器6的非反相输入端子连接于过电流基准电压校正电路4。过电流检测比较器6的输出部分连接于滤波器13的输入部分，与集电极电流成比例的电压以外的成分被除去。

在控制电路的温度检测用二极管3中，始终流通由恒定电流源12产生的恒电流，且与控制电路1的温度对应的正向电压作为VF2施加到过电流基准电压校正电路4。

过电流基准电压校正电路4基于从开关元件温度检测用二极管8得到的信号VF1和从上述控制电路的温度检测用二极管3取得的信号VF2，算出对从过电流基准电压电路5输出的过电流基准电压VOCo进行校正的校正值VOCa，并将校正后的过电流基准电压VOC发送到比较器6的非反相输入端子。

过电流检测比较器6将感测电压与过电流基准电压VOC进行比较，并发送保护工作信号，所述感测电压是通过分流出开关元件2的发射极电流的万分之一左右的电流并使该电流流通于感测电压检测用电阻7而得到。

如图14所示，本发明的实施方式的电力用半导体装置的第二实施方式具有控制电路1、开关元件2a和开关元件温度检测用二极管8。开关元件2a示出在本实施方式中使用MOSFET的例子。开关元件2a与开关元件温度检测用二极管8可以作为一个芯片一体形成，也可以设置在同一电路基板内或同一树脂壳体内，或者也可以在成型有开关元件2a的树脂壳体附近的能够测量开关元件温度的位置设置开关元件温度检测用二极管8。这里，电路基板具有预定的电路图案，是搭载有电子部件的绝缘基板。

控制电路1具有控制电路的温度检测用二极管3、过电流基准电压校正电路4、过电流基准电压电路5、过电流检测比较器6、感测电压检测用电阻7、过热检测比较器9以及过热基准电压电路10、恒定电流源11,12、以及滤波器13。控制电路1与控制电路的温度检测用二极管3可以作为一个芯片一体形成，也可以设置在同一电路基板内或者同一树脂壳体内，或者也可以在成型有控制电路1的树脂壳体附近的能够检测控制电路温度的位置设置温度检测用二极管3。

如图14所示，控制电路1连接于开关元件2a。开关元件2与流通主电流的MOSFET并联地还内置有电流感测元件。控制电路1具备分别输出栅电压的输出端子OUT、过电流检测端子OC、以及过热检测端子OH。开关元件2a的漏极端子连接于接地电位。控制电路1和开关元件2a包括控制电路的温度检测用二极管3和开关元件温度检测用二极管8在内，既可以形成在同一树脂壳体内，也可以各自地形成。

输出端子OUT连接于开关元件2a的栅极端子，过电流检测端子OC与开关元件2a的源极端子连接。

过热检测端子OH在控制电路1内连接于恒定电流源11、过热检测比较器9的反相输入端子、以及过电流基准电压校正电路4，过热检测比较器9的非反相输入端子连接于过热基准电压电路10。过热检测端子OH连接于开关元件2a的开关元件温度检测用二极管8的阳极端子，开关元件温度检测用二极管8的阴极端子连接于控制电路1的接地电位。

在开关元件温度检测用二极管8中始终流通由恒定电流源11产生的恒定电流，且与开关元件2a的芯片温度对应的正向电压被施加到过热检测比较器9的反相输入端子。这里，假定开关元件温度检测用二极管8的温度特性具有负的温度特性，过热基准电压电路10输出与TH的温度对应的过热基准电压VOH1。由此，当芯片温度小于TH时，过热检测比较器9输出低电平的保护工作信号，如果芯片温度成为TH以上的高温，则过热检测比较器9输出高电平的保护工作信号。如果该高电平的保护工作信号被输出，则控制电路1在从告警输出电路输出告警信号的同时进行使开关元件2a成为关断的控制。

过电流检测端子OC在控制电路1内连接于感测电压检测用电阻7和过电流检测比较器6的反相输入端子，过电流检测比较器6的非反相输入端子连接于过电流基准电压校正电路4。过电流检测比较器6的输出部分连接于滤波器13的输入部分，与集电极电流成比例的电压以外的成分被除去。

在控制电路的温度检测用二极管3中，始终流通由恒定电流源12产生的恒电流，且与控制电路1的温度对应的正向电压作为VF2施加到过电流基准电压校正电路4。

过电流基准电压校正电路4基于从开关元件温度检测用二极管8得到的信号VF1和从上述控制电路的温度检测用二极管3取得的信号VF2，算出对从过电流基准电压电路5输出的过电流基准电压VOCo进行校正的校正值VOCa，并将校正后的过电流基准电压VOC发送到过电流检测比较器6的非反相输入端子。

过电流检测比较器6将开关元件2a的源电压与过电流基准电压VOC进行比较，并发送保护工作信号。

图2示出本发明的过电流基准电压校正电路4的第一例。由两级的差动放大电路121、131组成，第一差动放大电路121包括比较器122和电阻123～126，且将VF2作为反相输入、将VF1作为非反相输入，并输出对过电流基准电压VOCo进行校正的校正值VOCa；第二差动放大电路131包括比较器132和电阻133～136，且将VOCa作为反相输入、将校正前的过电流基准电压VOCo作为非反相输入，并输出校正后的过电流基准电压VOC。

因为二极管具有负的温度特性，所以开关元件的温度越低，则VF1和VF2变得越高。

由第一差动放大电路121算出VF1-VF2作为校正值VOCa，由第二差动放大电路131输出VOCo-VOCa＝VOCo+VF2-VF1作为校正后的过电流基准电压VOC。

控制电路的校正前的过电流基准电压VOCo具有正的温度特性，控制电路的温度升高，则校正前的过电流基准电压VOCo越升高，控制电路的温度越低，则校正前的过电流基准电压VOCo越降低。

图3中示出过电流基准电压校正电路4的第一例的开关元件、控制电路与VF1、VF2以及VOCa的输出值之间的关系例，并且在图4中除了图3所示的关系以外还示出VOCo及VOC的关系例。应予说明，关于这些图的数值而言，设定T1、T2的单位为摄氏温度且VF1、VF2、VOCa、VOCo、VOC的单位为V，并且设电阻122、123的电阻值相等且VF1＝(150-T1)×10、VF2＝(150-T2)×10、电源124的电压为750V、VCC＝1500V、VF0＝1500V、VOCo＝T1×8，但这只是一例。关于本图而言，T1＝T2时校正值VOCa＝0，但除此以外，T1越高于T2，则VOCa输出绝对值越大的负的值，且如果从受到控制装置的低的温度T2的影响而降低的VOCo减去VOCa，则将使过电流基准电压VOC成为基本仅依赖于开关元件温度的值。

图5示出本发明的过电流基准电压校正电路4的第二例。设定温度检测单元具有正的温度特性的情况，并且使VF1和VF2的输入相对于第一例的第一差动放大电路121反转。

由第一差动放大电路121算出VF2-VF1作为校正值VOCa，由第二差动放大电路131输出VOCo-VOCa＝VOCo+VF1-VF2作为校正后的过电流基准电压VOC，T1越高于T2，则校正值VOCa输出绝对值越大的负的值，过电流基准电压VOC成为基本仅依赖于开关元件的值。

图6示出本发明的过电流基准电压校正电路4的第三例。该第三例是在过电流基准电压校正电路4的第一例的第一差动放大电路121的非反相输入侧插入数字化电路101而成的结构，数字化电路101对输入值进行多个级别的数字化处理并输出，图6的数字化电路101用于进行3个级别的数字化。应予说明，数字化的级数并不限定于3个级别。

数字化电路101包括：两个比较器102,103，其以来自VF1的信号作为反相输入，且以两种基准电位作为非反相输入；针对三种电位的两个开关104,105；上游侧3个电阻106～108；下游侧4个电阻109～112，并且数字化电路101输出从电阻109～112获得的电位VF1a。

在数字化电路101的比较器102和103的反相输入端子输入VF1。电阻106、107和108以该顺序串联地连接到电位VCC，并且电阻108的未与电阻107连接的一端接地。分别地，比较器102的非反相输入端子连接于电阻106与电阻107之间，比较器103的非反相输入端子连接在电阻107与电阻108之间。

电阻109、110、111、112以该顺序串联地连接于电位VCC，并且电阻112的未与电阻111连接的一端接地。

从电阻110与电阻111之间连接开关104，并且开关104根据比较器102的输出信号的真伪而进行接通、断开。从电阻111与电阻112之间连接开关105，并且开关105根据比较器103的输出信号的真伪进行接通、断开。

开关104、105的剩余的一端在电阻109与电阻110之间彼此连接且作为VF1a被向第一差动放大电路121输出。

在比较器102、103中，对VF1与由电阻106～108生成的过电流基准电压进行比较，且分别地，开关104根据比较器102的真伪进行接通、断开，开关105根据比较器103的真伪进行接通、断开。

在开关元件的温度为标准范围的情况下，VF1成为高的值，从比较器102、103全部输出假的值，则开关104、105成为断开，且在电阻109～112的串联连接中，在电阻109与电阻110之间取得的高的电位作为VF1a被输出。

但是，在开关元件的温度比标准范围稍高的情况下，从比较器102输出真的值，从103输出假的值，则开关104成为接通，且在电阻109、111、112的串联连接中，在电阻109与电阻111之间取得的稍高的电位作为VF1a被输出。

进而，在开关元件的温度高于标准范围的情况下，VF1成为低的值，比较器102、103全部输出真的值，则开关104、105成为接通，且在电阻109和112的串联连接中，在电阻109与电阻112之间获得的更高的电位作为VF1a被输出。

由第一差动放大电路121算出VF1a-VF2作为校正值VOCa，由第二差动放大电路131输出VOCo-VOCa＝VOCo+VF2-VF1a作为校正后的过电流基准电压VOC。

图7示出过电流基准电压校正电路4的第三例的开关元件、控制电路与VF1、VF2、VF1a以及VOCa的输出值之间的关系例，图8中除了图7所示的关系以外还示出VOCo和VOC的关系例。应予说明，关于这些图的数值而言，设定T1、T2的单位为摄氏温度且VF1、VF2、VF1a、VOCa、VOCo、VOC的单位为V，并且在电阻106～112的电阻值R106～R112中，设R106＝R107＝R108、R123＝R124＝R125＝R126、R133＝R134＝R135＝R136且R109：R110：R111：R112＝1：4：20：5的关系成立，并且VF1＝(150-T1)×10、VF2＝(150-T2)×10、VCC＝1500V、VF0＝1500V、VOCo＝T1×8，但这只是一例。关于本图而言，针对T1小于50℃、50℃以上且小于100℃、以及100℃以上这3个级别，即VF1超过1000V的范围、超过500V且1000V以下、以及500V以下这3个级别，分别输出VF1a＝250W、750W、1250W，且若T1接近于T2则过电流基准电压VOCo的校正值VOCa接近于0，但除此以外，T1越高于T2，则VOCa输出绝对值越大的负的值，且如果从受控制装置的低的温度T2的影响而降低的VOCo减去VOCa，则将使过电流基准电压VOC成为基本仅依赖于开关元件温度的值。

第一方式和第二方式将VF1和VF2作为连续的模拟值来处理，相对于此，第三方式将第一差动放大电路121的反相输入VF1a设为标准、稍高、高这3个级别或多个级别的离散数值来处理，因此作为输出的过电流基准电压的校正值VOCa以及过电流基准电压VOC也成为稍微离散的值。

数字化电路101也可以连接于第一差动放大电路121的反相输入侧，或者连接于第二差动放大电路131的输出侧，或者也可以是这多个方式的组合方式。另外，同样地，在开关元件及控制电路的温度检测单元具有正的温度特性的情况下，也可以进行同样的连接。

图9中示出过电流基准电压校正电路4的第四例即在差动放大电路121的反相输入侧插入有数字化电路101的例子。在本方式中，数字化电路101以VF2作为输入值，以其数字化后的值VF2a作为输出值，且在第一差动放大电路121的非反相输入侧输入VF1，在反相输入侧输入VF2a。

图10中示出过电流基准电压校正电路4的第五例即在差动放大电路131的输出侧插入有数字化电路101的例子。在第五例中，数字化电路101以第二差动放大电路131的输出值VOCb作为输入值，以其数字化后的值作为VOC而成为输出值。

在控制电路的温度极端地高于开关元件的温度的状况即在以往技术中过电流保护值成为高于原本要求的值从而不是在需要保护的电流范围内进行保护的状况、产生所谓的过电流保护的不足范围的情况下，这些过电流基准电压校正电路4也都能够缩小上述不足范围。

图11和图12中示出开关元件和控制电路的温度检测单元具有负的温度特性的情况，即过电流基准电压校正电路4的第一例中的温度T1、T2与VOCa和VOC的关系图。这些关系是将图3和图4的表示范围扩展到T2＞T1而得的关系，并且每个值的定义与上述电路的第一实施方式相同。如本图所示，在控制电路温度比开关元件温度高的状况下，上述电路输出的VOC也成为基本仅依赖于开关元件温度的值。

图17中示出本发明的过电流基准电压校正电路4的第一例的电力用半导体装置的过电流保护的工作区域。应予说明，将电力用半导体装置中所设定的工作温度的最大值设为TH，将最低值设为TL。

例如，在开关元件的温度为TH、控制电路的温度为TL的情况下，感测电压202与过电流基准电压VBH的交点203，即集电极电流ICTH成为过电流值，冗余范围如208所示变窄。