阅读说明：本技术 放大器 (Amplifier with a high-frequency amplifier ) 是由 桑田英悟 西原淳 于 2018-03-14 设计创作，主要内容包括：放大器构成为,第1电容器(10)在从放大元件(3)输出的信号所包含的二次谐波的频率下谐振,包括第2传输线路(6)、第1电容器(10)及第2电容器(11)的电路在从放大元件(3)输出的信号所包含的三次谐波的频率下谐振,并且与阻抗匹配电路(14)一起对基波的阻抗进行匹配。(The amplifier is configured such that the 1 st capacitor (10) resonates at a frequency of a second harmonic contained in a signal output from the amplification element (3), a circuit including the 2 nd transmission line (6), the 1 st capacitor (10), and the 2 nd capacitor (11) resonates at a frequency of a third harmonic contained in the signal output from the amplification element (3), and impedance matching of the fundamental wave is performed together with the impedance matching circuit (14).)

放大器

技术领域

本发明涉及一种具备将输入的信号放大的放大元件的放大器。

背景技术

在以下的专利文献1中，公开了一种具备将输入的信号放大的放大元件的放大器。

在专利文献1所公开的放大器中，第1串联谐振电路及第2串联谐振电路分别并联地与放大元件的输出端子连接。

第1串联谐振电路的谐振频率是比输入信号所包含的二次谐波的频率高的频率。

第2串联谐振电路的谐振频率是比输入信号所包含的三次谐波的频率低的频率。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开2013/001711号

发明内容

发明要解决的问题

以往的放大器具备第1串联谐振电路及第2串联谐振电路，因此，能够实现二次谐波及三次谐波中的各个阻抗的匹配。但是，第1串联谐振电路及第2串联谐振电路都不匹配输入信号所包含的基波的阻抗。

因此，在以往的放大器中，存在有时会产生基波的功率变化为热的纯损耗而导致效率下降这样的问题。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于，得到一种能够防止基波的功率变化为热的纯损耗的产生而防止效率的下降的放大器。

用于解决问题的手段

本发明的放大器具备：放大元件，其将输入的信号放大，并输出放大后的信号；第1传输线路，其一端与放大元件中的信号的输出端子连接；第2传输线路，其一端与第1传输线路的另一端连接；第1电容器，其一端与第1传输线路的另一端连接，其另一端接地；第2电容器，其一端与第1传输线路的另一端连接，其另一端与第2传输线路的另一端连接；以及阻抗匹配电路，其一端与第2传输线路的另一端连接，该阻抗匹配电路对从放大元件输出的信号所包含的基波的阻抗进行匹配，第1电容器在从放大元件输出的信号所包含的二次谐波的频率下谐振，包括第2传输线路、第1电容器及第2电容器的电路在从放大元件输出的信号所包含的三次谐波的频率下谐振，并且与阻抗匹配电路一起对基波的阻抗进行匹配。

发明的效果

根据本发明，将放大器构成为，第1电容器在从放大元件输出的信号所包含的二次谐波的频率下谐振，包括第2传输线路、第1电容器及第2电容器的电路在从放大元件输出的信号所包含的三次谐波的频率下谐振，并且，与阻抗匹配电路一起对从放大元件输出的信号所包含的基波的阻抗进行匹配。因此，本发明的放大器能够防止基波的功率变化为热的纯损耗的产生而防止效率的下降。

附图说明

图1是示出实施方式1的放大器的结构图。

图2是示出实施方式1的放大器的阻抗变换的说明图。

图3是图1所示的放大器中的针对三次谐波的等效电路。

图4是图1所示的放大器中的针对二次谐波的等效电路。

图5是图1所示的放大器中的针对基波的等效电路。

图6是图1所示的放大器中的针对基波的等效电路。

图7是示出图6所示的放大器的阻抗变换的说明图。

图8是示出从放大元件3中的信号的输出端子3b到输出端子15的通过损耗的模拟结果的说明图。

图9是示出输出端子15中的放大器的反射系数的模拟结果的说明图。

图10是示出实施方式2的放大器的结构图。

图11是示出实施方式2的放大器的阻抗变换的说明图。

图12是图10所示的放大器中的针对三次谐波的等效电路。

图13是图10所示的放大器中的针对基波的等效电路。

图14是图10所示的放大器中的针对基波的等效电路。

图15是示出实施方式3的放大器的结构图。

图16是示出实施方式3的放大器的阻抗变换的说明图。

图17是图15所示的放大器中的针对三次谐波的等效电路。

图18是图15所示的放大器中的针对基波的等效电路。

图19是示出实施方式3的另一放大器的结构图。

图20是示出具备2个放大元件3和2个预匹配电路4的放大器的结构图。

图21A及图21B分别是示出图20所示的放大器中的阻抗匹配电路14的具体例的结构图。

具体实施方式

以下，为了更加详细地说明本发明，按照附图对其具体实施方式进行说明。

实施方式1.

图1是示出实施方式1的放大器的结构图。

在图1中，输入端子1是输入除了包括基波之外还包括二次谐波及三次谐波的信号的端子。

输入匹配电路2的一端与输入端子1连接，另一端与放大元件3中的信号的输入端子3a连接。

输入匹配电路2是实现输入端子1的阻抗与从输入端子1观察放大元件3侧的阻抗的匹配的电路。

放大元件3由场效应晶体管(FET：Field Effect Transistor)或双极晶体管(BJT：Bipolar Junction Transistor)等实现。

放大元件3的输入端子3a与输入匹配电路2的另一端连接，输出端子3b与预匹配电路4连接，放大元件3将从输入端子1输入并通过输入匹配电路2的信号放大，将放大后的信号向预匹配电路4输出。

预匹配电路4具备第1传输线路5、第2传输线路6、第1电容器10及第2电容器11。

第1传输线路5是一端与放大元件3中的信号的输出端子3b连接且另一端与连接点12连接的线路。

第2传输线路6具备第3传输线路7、第4传输线路8及第5传输线路9。

第3传输线路7是一端与连接点12连接且另一端与第4传输线路8的一端连接的线路。

第4传输线路8是一端与第3传输线路7的另一端连接且另一端与第5传输线路9的一端连接的线路。

第5传输线路9是一端与第4传输线路8的另一端连接且另一端与连接点13连接的线路。

第1电容器10的一端与连接点12连接，另一端通过与地线16连接而接地。

设定有第1电容器10的谐振频率，使得第1电容器10在从放大元件3输出的信号所包含的二次谐波的频率下谐振。

在第1电容器10与地线16之间存在未图示的电感器。

未图示的电感器是具有第1电容器10的寄生电感和由图1所示的放大器的电路图案产生的寄生电感的总和的电感的电感器。

第2电容器11的一端与连接点12连接，另一端与连接点13连接。

第2电容器11的电容值被设定为，使得第2电容器11中的基波的阻抗高于从连接点12观察第3传输线路7侧时的基波的阻抗。

包括第2传输线路6、第1电容器10及第2电容器11的电路被设定为，在从放大元件3输出的信号所包含的三次谐波的频率下谐振。

连接点12是第1传输线路5的另一端、第3传输线路7的一端、第1电容器10的一端、以及第2电容器11的一端相互连接的点。

连接点13是第5传输线路9的另一端、第2电容器11的另一端、以及阻抗匹配电路14的一端相互连接的点。

阻抗匹配电路14的一端与连接点13连接，另一端与输出端子15连接。

阻抗匹配电路14是实现从输出端子15观察预匹配电路4侧时的基波的阻抗与和输出端子15连接的未图示的外部负载中的基波的阻抗的匹配的电路。

输出端子15是输出由放大元件3放大后的信号所包含的基波的端子。

图2是示出实施方式1的放大器的阻抗变换的说明图。

接着，参照图2对图1所示的放大器的动作进行说明。

设定有第1电容器10的谐振频率，使得第1电容器10在从放大元件3输出的信号所包含的二次谐波的频率下谐振。

第2电容器11的电容值被设定为，使得第2电容器11中的基波的阻抗高于从连接点12观察第3传输线路7侧时的基波的阻抗。

包括第2传输线路6、第1电容器10及第2电容器11的电路被设定为，在从放大元件3输出的信号所包含的三次谐波的频率下谐振。

在图2中，21是最佳负载阻抗的共轭匹配阻抗。

最佳负载阻抗是在从输入端子1输入的信号所包含的基波的频率下放大元件3的效率成为最大时的从输出端子3b观察预匹配电路4侧的阻抗。

如图2所示，最佳负载阻抗的共轭匹配阻抗21通过第1传输线路5而变换成感应性的区域的阻抗22。

如图2所示，阻抗22通过第1电容器10而变换成实轴附近的阻抗23。

这里，图3是图1所示的放大器中的针对三次谐波的等效电路，图4是图1所示的放大器中的针对二次谐波的等效电路。

此外，图5是图1所示的放大器中的针对基波的等效电路。

图6与图5同样，是图1所示的放大器中的针对基波的等效电路。

在图6中示出阻抗匹配电路14的内部结构的一例。

包括第2传输线路6、第1电容器10及第2电容器11的电路在三次谐波的频率下谐振，因此，如图3所示，在三次谐波的频率下，从预匹配电路4的连接点13看不到阻抗匹配电路14。

第1电容器10在二次谐波的频率下谐振，因此，如图4所示，在二次谐波的频率下，从预匹配电路4的连接点12分别看不到第3传输线路7及第2电容器11。

在图6中，阻抗匹配电路14是1级的LPF(Low Pass Filter)型阻抗变换器。

阻抗匹配电路14具备：一端与连接点13连接且另一端与输出端子15连接的传输线路14a；以及一端与传输线路14a的另一端连接且另一端与接地14c连接的电容器14b。

图7是示出图6所示的放大器的阻抗变换的说明图。在图7中，与图2相同的标号表示相同或相当的部分。

如图7所示，最佳负载阻抗的共轭匹配阻抗21通过第1传输线路5而变换成感应性的区域的阻抗22。

如图7所示，感应性的区域的阻抗22通过第1电容器10而变换成实轴附近的阻抗23。

如图7所示，实轴附近的阻抗23通过第2传输线路6和传输线路14a而变换成感应性的区域的阻抗。

31、32分别是通过第2传输线路6和传输线路14a而变换成的阻抗。

在第3传输线路7及第4传输线路8分别未与第5传输线路9电磁耦合时，阻抗23通过第2传输线路6和传输线路14a而变换成阻抗31。

在第3传输线路7及第4传输线路8分别与第5传输线路9电磁耦合时，阻抗23通过第2传输线路6和传输线路14a而变换成阻抗32。

如果第3传输线路7及第4传输线路8分别与第5传输线路9的距离例如为安装有图6所示的放大器的基板的厚度的约3倍以下，有时第3传输线路7及第4传输线路8分别与第5传输线路9电磁耦合。

如图7所示，阻抗31或阻抗32通过电容器14b而变换成50Ω的阻抗33。

这里，未电磁耦合的情况下的阻抗31与电磁耦合的情况下的阻抗32相比，成为Q值(Quality factor)较大的阻抗。

在图7中，等Q圆34及等Q圆35分别为表示相同值的Q值的线，等Q圆34所表示的Q值比等Q圆35所表示的Q值大。因此，存在于等Q圆34的阻抗31与存在于等Q圆35的阻抗32相比，成为Q值较大的阻抗。

在放大器的输出电路这样的无损耗电路中，Q值不是表示纯损耗的参数，而是表示工作频带和阻抗匹配的好坏的参数。

由于电磁耦合的情况下的阻抗32与未电磁耦合的情况下的阻抗31相比，Q值较小，因此，电磁耦合的放大器与未电磁耦合的放大器相比，能够在宽频带内实现更良好的阻抗匹配。

接着，对图1所示的放大器的特性进行说明。

其中，如图6所示，设为放大器的阻抗匹配电路14具备传输线路14a和电容器14b。

以下，例示出第3传输线路7及第4传输线路8分别未与第5传输线路9电磁耦合时的放大器的特性的模拟结果、和与第5传输线路9电磁耦合时的放大器的特性的模拟结果。

针对放大器的特性的模拟条件如下。

基波的中心频率为100MHz。

此外，将最佳负载阻抗的共轭匹配阻抗21置换为RC并联电路的阻抗，RC并联电路所包含的电阻的电阻值为10Ω，RC并联电路所包含的电容器的电容值为100pF。

此外，安装有图1所示的放大器的基板的相对介电常数为4，基板的介电损耗角正切为0，基板的厚度为1mm，基板的导体厚度为0.05mm，基板的导体损耗为0。

未电磁耦合时的放大器的设计值如下。

·第1传输线路5的线路宽度为2mm，第1传输线路5的线路长度为50mm

·第1电容器10的电容值为75pF，第1电容器10的寄生电感器为8.5nH

·第2传输线路6的线路宽度为2mm，第2传输线路6的线路长度为42mm

·第2电容器11的电容值为24pF

·传输线路14a的线路宽度为2mm，传输线路14a的线路长度为65mm

·电容器14b的电容值为59pF

电磁耦合时的放大器的设计值如下。

·第1传输线路5的线路宽度为2mm，第1传输线路5的线路长度为50mm

·第1电容器10的电容值为75pF，第1电容器10的寄生电感器为8.5nH

·第3传输线路7及第4传输线路8各自的线路宽度为2mm，第3传输线路7的线路长度与第4传输线路8的线路长度的总和为35mm

·第5传输线路9的线路宽度为2mm，第5传输线路9的线路长度为72mm

·第3传输线路7及第4传输线路8分别与第5传输线路9的间隔为0.2mm

·第2电容器11的电容值为24pF

·传输线路14a的线路宽度为2mm，传输线路14a的线路长度为72mm

·电容器14b的电容值为55pF

图8是示出从放大元件3中的信号的输出端子3b到输出端子15为止的通过损耗的模拟结果的说明图。

无论在未电磁耦合的情况下还是在电磁耦合的情况下，在作为基波的中心频率的100MHz的附近，通过损耗几乎为0dB。

在作为二次谐波的频率的200MHz及作为三次谐波的频率的300MHz下，通过损耗分别为-60dB以下，非常小。

因此，图8所示的通过损耗的模拟结果表示，在基波、二次谐波及三次谐波的各自的频率下，能够实现成为高效动作的阻抗。

图9是示出输出端子15中的放大器的反射系数的模拟结果的说明图。

在图9中，当关注于反射系数成为|Γ|＝0.4以下的频带宽度时，可知电磁耦合的情况下的带宽与未电磁耦合的情况下的带宽相比，扩宽为约1.1倍。

因此，图1所示的放大器通过构成为第3传输线路7及第4传输线路8分别与第5传输线路9电磁耦合，与未电磁耦合的情况相比，能够实现宽带化。

第1电容器10作为在二次谐波的频率下谐振的谐振器而动作，因此，二次谐波被第1电容器10反射。因此，不从输出端子15输出二次谐波。

包括第2传输线路6、第1电容器10及第2电容器11的电路作为在三次谐波的频率下谐振的谐振器而动作，因此，三次谐波被包括第2传输线路6、第1电容器10及第2电容器11的电路反射。因此，不从输出端子15输出三次谐波。

因此，图1所示的放大器无需安装用于分别去除二次谐波及三次谐波的的滤波器。

以上的实施方式1以如下方式构成了放大器：第1电容器10在从放大元件3输出的信号所包含的二次谐波的频率下谐振，包括第2传输线路6、第1电容器10及第2电容器11的电路在从放大元件3输出的信号所包含的三次谐波的频率下谐振，并且，与阻抗匹配电路14一起对基波的阻抗进行匹配。因此，放大器能够防止基波的功率变化为热的纯损耗的产生而防止效率的下降。

实施方式2.

实施方式1的放大器示出了预匹配电路4具备第1传输线路5、第2传输线路6、第1电容器10及第2电容器11的例子。

在实施方式2中，针对预匹配电路4具备第1传输线路5、第2传输线路6、第1电容器10、第2电容器11及第3电容器41的放大器进行说明。

图10是示出实施方式2的放大器的结构图。

在图10中，与图1相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。

第3电容器41的一端与第5传输线路9连接，另一端通过与地线42连接而接地。

图11是示出实施方式2的放大器的阻抗变换的说明图。在图11中，与图2相同的标号表示相同或相当的部分。

接着，参照图11对图10所示的放大器的动作进行说明。

设定有第1电容器10的谐振频率，使得第1电容器10在从放大元件3输出的信号所包含的二次谐波的频率下谐振。

第2电容器11的电容值被设定为，使得第2电容器11中的基波的阻抗高于从连接点12观察第3传输线路7侧时的基波的阻抗。

包括第2传输线路6、第1电容器10、第2电容器11及第3电容器41的电路被设定为，在从放大元件3输出的信号所包含的三次谐波的频率下谐振。

如图11所示，最佳负载阻抗的共轭匹配阻抗21通过第1传输线路5而变换成感应性的区域的阻抗22。

如图11所示，感应性的区域的阻抗22通过第1电容器10而变换成实轴附近的阻抗23。

此外，通过第5传输线路9中的比连接有第3电容器41的一端的部位靠第4传输线路8侧的线路、第3传输线路7以及第4传输线路8，将实轴附近的阻抗23变换成感应性的区域的阻抗51。

此外，如图11所示，感应性的区域的阻抗51通过第3电容器41而变换成实轴附近的阻抗52。

这里，图12是图10所示的放大器中的针对三次谐波的等效电路。

与图1所示的放大器同样，图10所示的放大器中的针对二次谐波的等效电路为图4。

图13是图10所示的放大器中的针对基波的等效电路。

图14与图13同样，是图10所示的放大器中的针对基波的等效电路。在图14中，示出阻抗匹配电路14的内部结构的一例。

包括第2传输线路6、第1电容器10、第2电容器11及第3电容器41的电路在三次谐波的频率下谐振，因此，如图12所示，在三次谐波的频率下，从连接点13看不到阻抗匹配电路14。

第1电容器10在二次谐波的频率下谐振，因此，如图4所示，在二次谐波的频率下，从连接点12分别看不到第3传输线路7及第2电容器11。

针对基波，如图11所示，通过第5传输线路9中的比连接有第3电容器41的一端的部位靠连接点13侧的线路和传输线路14a，将实轴附近的阻抗52变换成感应性的区域的阻抗53。

如图11所示，感应性的区域的阻抗53通过电容器14b而变换成50Ω的阻抗54。

在图11中，阻抗32是与图7所示的阻抗32相同的阻抗。

等Q圆36是表示相同值的Q值的线，等Q圆36所表示的Q值比等Q圆35所表示的Q值大。

感应性的区域的阻抗53与阻抗32相比，Q值较小，因此，图10所示的放大器与图1所示的放大器相比，能够在宽频带内实现更良好的阻抗匹配。

这里，对第2传输线路6的线路长度进行说明。

在将第2传输线路6具有的电感的总和设为L，将第2传输线路6具有的电容的总和设为C时，第2传输线路6的传播常数β如下式(1)那样表示。

β≒ω×(L×C)^0.5 (1)

在式(1)中，ω为角频率。

图10所示的放大器具备第3电容器41，相应地，与图1所示的放大器相比，第2传输线路6具有的电容的总和C变大。

因此，图10所示的放大器与图1所示的放大器相比，即便缩短第2传输线路6的线路长度，也能够得到与图1所示的放大器相同的特性。即，图10所示的放大器与图1所示的放大器相比，能够变得小型。

实施方式3.

实施方式1的放大器示出预匹配电路4具备第1传输线路5、第2传输线路6、第1电容器10及第2电容器11的例子。

在实施方式3中，针对预匹配电路4具备第1传输线路5、第2传输线路6、第1电容器10、第2电容器11及第4电容器61的放大器进行说明。

图15是示出实施方式3的放大器的结构图。

在图15中，与图1相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。

第4电容器61的一端与第3传输线路7的另一端连接，另一端通过与地线62连接而接地。

图16是示出实施方式3的放大器的阻抗变换的说明图。在图16中，与图2相同的标号表示相同或相当的部分。

接着，参照图16，对图15所示的放大器的动作进行说明。

设定有第1电容器10的谐振频率，使得第1电容器10在从放大元件3输出的信号所包含的二次谐波的频率下谐振。

第2电容器11的电容值被设定为，使得第2电容器11中的基波的阻抗高于从连接点12观察第3传输线路7侧时的基波的阻抗。

包括第2传输线路6、第1电容器10、第2电容器11及第4电容器61的电路被设定为，在从放大元件3输出的信号所包含的三次谐波的频率下谐振。

如图16所示，最佳负载阻抗的共轭匹配阻抗21通过第1传输线路5而变换成感应性的区域的阻抗71。

如图16所示，感应性的区域的阻抗71通过第1电容器10而变换成靠近实轴的阻抗72。

此外，如图16所示，靠近实轴的阻抗72通过第3传输线路7而变换成阻抗73。

此外，如图16所示，阻抗73通过第4电容器61而变换成实轴附近的阻抗74。

这里，图17是图15所示的放大器中的针对三次谐波的等效电路。

与图1所示的放大器同样，图15所示的放大器中的针对二次谐波的等效电路为图4。

图18是图15所示的放大器中的针对基波的等效电路。

包括第2传输线路6、第1电容器10、第2电容器11及第4电容器61的电路在三次谐波的频率下谐振，因此，如图17所示，在三次谐波的频率下，从连接点13看不到阻抗匹配电路14。

第1电容器10在二次谐波的频率下谐振，因此，如图4所示，在二次谐波的频率下，从连接点12分别看不到第3传输线路7及第2电容器11。

在图18所示的针对基波的等效电路中，针对从放大元件3中的信号的输出端子3b到第4电容器61为止的阻抗的动作进行说明。

这里，作为放大元件3，设想利用最佳负载阻抗的共轭匹配阻抗21较低的晶体管的情况。

在利用共轭匹配阻抗21较低的晶体管的情况下，为了将通过第1传输线路5变换后的阻抗71变换成实轴附近的阻抗，第1电容器10需要具有较大的电容值。

以下，作为图15所示的放大器和比较对象的放大器(以下称为“比较对象放大器”。)，设想包括具有大电容值的第1电容器10的放大器。但是，比较对象放大器的结构与图1所示的放大器的结构相同，不具备第4电容器61。

通常，关于具有大电容值的电容器，电容器的物理形状变大，寄生电感增加，自谐振频率下降。

因此，比较对象放大器在仅通过第1电容器10将感应性的区域的阻抗变换成实轴附近的阻抗时，需要加长第1传输线路5的电长度。

在图16中，81是通过电长度变长的第1传输线路5而变换后的阻抗。阻抗81是变换至感应性的低电导区域的阻抗。等Q圆83是表示相同值的Q值的线，阻抗81存在于等Q圆83。

等Q圆84是表示相同值的Q值的线，等Q圆84所表示的Q值比等Q圆83所表示的Q值小。

82是通过第1电容器10从阻抗81变换后的实轴附近的阻抗。

如图16所示，阻抗81存在于Q值较高的等Q圆83，放大器成为窄带。

在图15所示的放大器中，与比较对象放大器相比，缩短了第1传输线路5的电长度。

在图15所示的放大器中，通过电长度变短的第1传输线路5，将最佳负载阻抗的共轭匹配阻抗21变换成感应性的区域的阻抗71。

在图15所示的放大器中，通过第1电容器10将感应性的区域的阻抗71变换成靠近实轴的阻抗72。

此外，在图15所示的放大器中，通过第3传输线路7，将靠近实轴的阻抗72在维持Q值低的状态下变换成阻抗73。第3传输线路7的线路长度比变换至存在阻抗71的等Q圆84附近的阻抗的传输线路的线路长度短。

此外，在图15所示的放大器中，阻抗73通过第4电容器61而变换成实轴附近的阻抗74。

因此，图15所示的放大器通过具备第4电容器61而能够将Q值抑制得较低，因此，与实施方式1、2的放大器相比成为更宽的频带。

这里，对第2传输线路6的线路长度进行说明。

在将第2传输线路6具有的电感的总和设为L，将第2传输线路6具有的电容的总和设为C时，第2传输线路6的传播常数β如下式(2)那样表示。

β≒ω×(L×C)^0.5 (2)

图15所示的放大器具备第4电容器61，相应地，与图1所示的放大器相比，第2传输线路6具有的电容的总和C变大。

因此，图15所示的放大器与图1所示的放大器相比，即便缩短第2传输线路6的线路长度，也能够得到与图1所示的放大器相同的特性。即，图15所示的放大器与图1所示的放大器相比，能够变得小型。

图15所示的放大器示出具备第4电容器61的例子，但除了第4电容器61之外，也可以具备图10所示的第3电容器41。

图19是示出实施方式3的另一放大器的结构图。

图19所示的放大器具备第3电容器41及第4电容器61。

图19所示的放大器具备第3电容器41及第4电容器61，相应地，与图1所示的放大器、图10所示的放大器及图15所示的放大器分别相比成为宽带。

实施方式1～3的放大器示出具备1个放大元件3和1个预匹配电路4的例子。

但是，这只不过是一例，例如，也可以是具备2个放大元件3和2个预匹配电路4的放大器。

图20是示出具备2个放大元件3和2个预匹配电路4的放大器的结构图。在图20中，与图1相同的标号表示相同或相当的部分。

如图20所示，即便是具备2个放大元件3和2个预匹配电路4的放大器，也与图1所示的放大器等同样，能够防止基波的功率变化为热的纯损耗的产生而防止效率的下降。

图21A及图21B分别是示出图20所示的放大器中的阻抗匹配电路14的具体例的结构图。在图21A及图21B中，与图6相同的标号表示相同或相当的部分。

图21A所示的阻抗匹配电路14具备2个传输线路14a和1个电容器14b。

2个传输线路14a中的一方的传输线路14a的一端与2个预匹配电路4中的例如图20中纸面上侧的预匹配电路4的连接点13连接。

2个传输线路14a中的另一方的传输线路14a的一端与2个预匹配电路4中的例如图20中纸面下侧的预匹配电路4的连接点13连接。

一方的传输线路14a的另一端及另一方的传输线路14a的另一端分别与连接点13a连接。

图21B所示的阻抗匹配电路14具备1个传输线路14a和1个电容器14b。

在图20中，纸面上侧的预匹配电路4的连接点13与纸面下侧的预匹配电路4的连接点13相互连接。在图21B中，将纸面上侧的预匹配电路4的连接点13与纸面下侧的预匹配电路4的连接点13的连接点表记为13b。

1个传输线路14a的一端与连接点13b连接，另一端与输出端子15连接。

另外，本申请发明在该发明的范围内能够进行各实施方式的自由组合、或者各实施方式的任意的结构要素的变形、或者在各实施方式中省略任意的结构要素。

产业利用性

本发明适合于具备将输入的信号放大的放大元件的放大器。

标号说明

1输入端子，2输入匹配电路，3放大元件，3a输入端子，3b输出端子，4预匹配电路，5第1传输线路，6第2传输线路，7第3传输线路，8第4传输线路，9第5传输线路，10第1电容器，11第2电容器，12连接点，13、13a、13b连接点，14阻抗匹配电路，14a传输线路，14b电容器，14c接地，15输出端子，16接地，21最佳负载阻抗的共轭匹配阻抗，22、23变换后的阻抗，31、32，33变换后的阻抗，34、35、36等Q圆，41第3电容器，42接地，51、52、53、54变换后的阻抗，61第4电容器，62接地，71、72、73、74变换后的阻抗，81、82变换后的阻抗，83、84等Q圆。