基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制策略和装置
阅读说明：本技术 基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制策略和装置 (Single-phase inverter oscillation suppression strategy and device based on second-order generalized integrator ) 是由 黄阮明 朱淼 陈阳 陈哲 侯川川 李灏恩 郭明星 庞爱莉 张梦瑶 赵鹏飞 于 2020-08-05 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制策略和装置,所述单相逆变器设有基于二阶广义积分器的锁相环,所述单相逆变器振荡抑制策略为,通过减小所述二阶广义积分器的带宽,对所述单相逆变器进行振荡抑制。与现有技术相比,本发明只改变SOGI的带宽参数,即二阶广义积分器的参数k,即可对并网逆变器的振荡进行抑制,无需调整其他参数,方便可靠,且不影响逆变器的控制特性。(The invention relates to a single-phase inverter oscillation suppression strategy and a single-phase inverter oscillation suppression device based on a second-order generalized integrator, wherein the single-phase inverter is provided with a phase-locked loop based on the second-order generalized integrator, and the single-phase inverter oscillation suppression strategy is that the single-phase inverter is subjected to oscillation suppression by reducing the bandwidth of the second-order generalized integrator. Compared with the prior art, the method can inhibit the oscillation of the grid-connected inverter by only changing the bandwidth parameter of the SOGI, namely the parameter k of the second-order generalized integrator, does not need to adjust other parameters, is convenient and reliable, and does not influence the control characteristic of the inverter.)
技术领域
本发明涉及单相逆变器振荡抑制领域，尤其是涉及基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制策略和装置。
背景技术
近年来，随着可再生能源并网容量的不断提高，电力电子设备如电压源型变流器(voltage source converter,VSC)作为可再生能源发电系统与电网间的连接者，在将可再生能源接入到电网的过程中，与弱电网相互作用，产生了次超同步振荡，降低了系统的稳定性。
在实际运行中，逆变器的输出阻抗受锁相环(phase locked loop,PLL)的影响。为了控制并网逆变器产生的功率，运用锁相环来获取电网电压的相位，并产生一个同步电流参考信号。基于二阶广义积分器的锁相环(second order generalized integratorphase-locked loop,SOGI-PLL)由于其结构简单，检测精度高的特点，在单相系统中较为常见。
现有的研究表明，锁相环对逆变器的并网稳定性有较大影响，并且这个影响取决于负载条件、逆变器功率因数和锁相环参数等因素。针对逆变器并网过程中出现的次/超同步振荡等不稳定现象，现有的措施包括改变锁相环带宽、调整电流环参数、降低逆变器输出功率等。然而，这些方法均对逆变器的控制结构以及控制目标进行了修改，将影响逆变器的控制特性。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在影响逆变器的控制特性的缺陷而提供一种基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制策略和装置。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
一种基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制策略，所述单相逆变器设有基于二阶广义积分器的锁相环，所述单相逆变器振荡抑制策略为，通过减小所述二阶广义积分器的带宽，对所述单相逆变器进行振荡抑制。
进一步地，所述二阶广义积分器的传递函数的表达式为：
式中，s为Laplace算子，Hα(s)为α轴分量传递函数，Hβ(s)为β轴分量传递函数，ω1为基频，k为二阶广义积分器控制参数；
所述单相逆变器振荡抑制策略具体为，通过减小所述二阶广义积分器的参数k，对所述单相逆变器进行振荡抑制。
进一步地，所述单相逆变器振荡抑制策略具体为，所述单相逆变器并网后，根据单相逆变器阻抗模型计算所述单相逆变器的阻抗，从而判断所述单相逆变器的稳定性，若所述单相逆变器处于不稳定状态，则通过减小所述二阶广义积分器的带宽，对所述单相逆变器进行振荡抑制。
进一步地，所述单相逆变器为LCL型单相逆变器，该LCL型单相逆变器包括LCL滤波器，所述单相逆变器阻抗模型的表达式为：
T＝GX1GX2
ZL1＝sL1
ZL2＝sL2
Zc＝1/sCf+Rd
式中，Zp为单相逆变器的阻抗，GSOGI-PLL为基于二阶广义积分器的锁相环的传递函数，s为Laplace算子，L1为LCL滤波器的第一电感，L2为LCL滤波器的第二电感，Cf为LCL滤波器的电容，Rd为LCL滤波器的电阻，Im为逆变器输出电流幅值，KPWM为脉宽调制系数，Hi为电流环传递函数。
进一步地，所述基于二阶广义积分器的锁相环的传递函数的表达式为：
式中，Hα(s)为α轴分量传递函数，Hβ(s)为β轴分量传递函数，U1是基频f1处的电压幅值，ω1为基频角频率且ω1＝2πf1，k为二阶广义积分器控制参数，HPLL(s)为锁相环开环传递函数。
本发明还提供一种基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制装置，所述单相逆变器设有基于二阶广义积分器的锁相环，所述单相逆变器振荡抑制装置包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，处理器调用所述计算机程序执行单相逆变器振荡抑制策略，该单相逆变器振荡抑制策略为，通过减小所述二阶广义积分器的带宽，对所述单相逆变器进行振荡抑制。
进一步地，所述二阶广义积分器的传递函数的表达式为：
式中，s为Laplace算子，Hα(s)为α轴分量传递函数，Hβ(s)为β轴分量传递函数，ω1为基频，k为二阶广义积分器控制参数；
所述单相逆变器振荡抑制策略具体为，通过减小所述二阶广义积分器的参数k，对所述单相逆变器进行振荡抑制。
进一步地，所述单相逆变器振荡抑制策略具体为，所述单相逆变器并网后，根据单相逆变器阻抗模型计算所述单相逆变器的阻抗，从而判断所述单相逆变器的稳定性，若所述单相逆变器处于不稳定状态，则通过减小所述二阶广义积分器的带宽，对所述单相逆变器进行振荡抑制。
进一步地，所述单相逆变器阻抗模型的表达式为：
ZL1＝sL1
ZL2＝sL2
Zc＝1/sCf+Rd
式中，Zp为单相逆变器的阻抗，GSOGI-PLL为基于二阶广义积分器的锁相环的传递函数，s为Laplace算子，L1为LCL滤波器的第一电感，L2为LCL滤波器的第二电感，Cf为LCL滤波器的电容，Rd为LCL滤波器的电阻，Im为逆变器输出电流幅值，KPWM为脉宽调制系数，Hi为电流环传递函数。
进一步地，所述基于二阶广义积分器的锁相环的传递函数的表达式为：
式中，Hα(s)为α轴分量传递函数，Hβ(s)为β轴分量传递函数，U1是基频f1处的电压幅值，ω1为基频，k为二阶广义积分器控制参数，HPLL(s)为锁相环开环传递函数。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
(1)正交信号发生器(quadrature signal generator,QSG)通过二阶广义积分器实现，提高了单相锁相环的整体性能和精度，只改变SOGI的带宽参数，即二阶广义积分器的参数k，即可对并网逆变器的振荡进行抑制，无需调整其他参数，方便可靠；同时，现有方法借助电流环、锁相环参数的调整实现振荡抑制，此过程不可避免地改变了原有的最优控制参数，本发明利用正交信号发生器仅在信号提取阶段施加振荡抑制策略，逆变器内部控制回路的各个参数不变，因而不影响逆变器原有的控制特性，保证了逆变器原有的最优控制效果；
(2)采用阻抗分析与SOGI带宽相结合的方法，可以方便地实现并网逆变器系统的频率特性建模，有效地简化交互系统稳定性分析的复杂度；
(3)采用谐波线性化方法对单相逆变器进行分析，用非线性环节输出信号的基波分量来近似代替正弦信号作用下的实际输出，可以很好的描述非线性系统。
附图说明
图1为本发明的LCL型单相并网逆变器结构图；
图2为本发明的SOGI-PLL结构示意图；
图3为本发明的SOGI控制框图示意图；
图4为本发明的不同参数k下Hα(s)的伯德图；
图5为本发明的不同参数k下Hβ(s)的伯德图；
图6为本发明的并网逆变器控制框图；
图7为本发明的并网逆变器控制简化图；
图8为本发明的LCL型并网逆变器等值电路图；
图9为本发明的理论结果和ZP2的仿真结果；
图10为本发明的ZP1,ZP2和Zg阻抗曲线；
图11为本发明逆变器震荡状态分析图，图11中，11(a)为本发明逆变器出现震荡的波形，11(b)为振荡电流的快速傅里叶分析；
图12为本发明逆变器稳态分析图，图12中，12(a)为本发明逆变器的稳态波形，12(b)为稳态电流波形的快速傅里叶分析；
图13为本发明单相逆变器振荡抑制策略的流程示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
实施例1
本实施例提供一种基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制策略，所述单相逆变器设有基于二阶广义积分器的锁相环，所述单相逆变器振荡抑制策略为，通过减小所述二阶广义积分器的带宽，对所述单相逆变器进行振荡抑制。
二阶广义积分器的传递函数的表达式为：
式中，s为Laplace算子，Hα(s)为α轴分量传递函数，Hβ(s)为β轴分量传递函数，ω1为基频，k为二阶广义积分器控制参数。
进一步地，采用通过减小所述二阶广义积分器的参数k的方式，对所述单相逆变器进行振荡抑制。
下面对单相逆变器振荡抑制策略进行具体介绍。
如图13所示，振荡抑制策略具体为，所述单相逆变器并网后，根据单相逆变器阻抗模型计算所述单相逆变器的阻抗，从而判断所述单相逆变器的稳定性，若所述单相逆变器处于不稳定状态，则通过减小所述二阶广义积分器的带宽，对所述单相逆变器进行振荡抑制。
单相逆变器阻抗模型的表达式为：
ZL1＝sL1
ZL2＝sL2
Zc＝1/sCf+Rd
式中，Zp为单相逆变器的阻抗，GSOGI-PLL为基于二阶广义积分器的锁相环的传递函数，s为Laplace算子，L1为LCL滤波器的第一电感，L2为LCL滤波器的第二电感，Cf为LCL滤波器的电容，Rd为LCL滤波器的电阻，Im为逆变器输出电流幅值，KPWM为脉宽调制系数，Hi为电流环传递函数。
基于二阶广义积分器的锁相环的传递函数的表达式为：
式中，Hα(s)为α轴分量传递函数，Hβ(s)为β轴分量传递函数，U1是基频f1处的电压幅值，ω1为基频，k为二阶广义积分器控制参数，HPLL(s)为锁相环开环传递函数。
本实施例还提供一种基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制装置，单相逆变器振荡抑制装置包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，处理器调用所述计算机程序执行上述的基于二阶广义积分器的单相逆变器振荡抑制策略。
具体实施：
本实施例提出基于二阶广义积分器锁相环(second order generalizedintegrator phase-locked loop,SOGI-PLL)的VSC阻抗模型，并用奈奎斯特稳定判据比较了不同SOGI带宽对VSC阻抗的影响。首先，分析SOGI-PLL的动态特性，并用谐波线性化的方法，建立了考虑SOGI带宽的逆变器阻抗模型。运用阻抗分析法分析薄弱电网下，两种不同SOGI带宽的VSC稳定性。结果表明，在相同控制参数下，SOGI带宽越小的VSC，使得系统更加稳定。
本实施例的流程包括以下几点：
(1)建立LCL型单相并网逆变器模型；
(2)讨论SOGI带宽和参数k之间的关系；
(3)用谐波线性化方法推导出SOGI-PLL的传递函数；
(4)设计PLL控制环中PI参数；
(5)计算逆变器阻抗并给出SOGI带宽与逆变器阻抗的关系；
(6)用奈奎斯特稳定判据分析系统稳定性；
(7)用Simulink仿真验证逆变器理论阻抗；
(8)比较具有不同SOGI带宽的逆变器性能。
下面进行具体描述。
图1所示为本实施例中LCL型单相并网逆变器结构图，其中L1，Cf，Rd和L2构成LCL滤波器。本发明采用SOGI-PLL来获取电网电压相位。其中，Hi(s)是比例共振(proportionalresonant,PR)电流控制器，其传递函数为：
为了建立VSC阻抗模型，向电网电压注入一个小扰动。本发明中，向单相VSC交流侧注入电压扰动：
up＝Upcos(2πfpt+θup)
为了简便，假设电网是理想的，那么
uPCC＝ug
电网电压ug和电网电流ig如下所示：
ug＝U1cos(2πf1t)+Upcos(2πfpt+θup)
ig＝I1cos(2πf1t+θi1)+Ipcos(2πfpt+θip)
式中，U1是基频f1处的电压幅值，Up和θup是扰动频率fp处的电压幅值和相位；I1是基频f1处的电流幅值，Ip和θip是扰动频率fp处的电流幅值和相位。
基于谐波线性化，上式可写成频域形式：
式中，U1＝U1/2，Up＝(Up/2)e±jθup，I1＝(I1/2)e±jθi1，Ip＝(Ip/2)e±jθip。
图2所示单相PLL控制框图中，正交信号发生器QSG是用来产生与基频ω1输入信号uPCC同相位的α轴分量和相位落后基频ω1输入信号uPCC90°的β轴分量。
在SOGI-PLL中，QSG是由SOGI实现的，图3所示为SOGI控制框图。从uPCC到uα和uβ的传递函数如下所示：
图4和图5所示为Hα(s)和Hβ(s)在不同k参数下的伯德图。在基频处，Hα(s)和Hβ(s)的幅值皆为0dB，相位分别为0°和-90°，满足QSG的要求。
从图4中可以看出，Hα(s)是一个带通滤波器，其带宽受参数k的影响。根据带宽的定义，Hα(s)的下限截止频率flα为
类似的，上限截止频率fuα为
因此，Hα(s)带宽为
由上式和图4可知，随着参数k增大，Hα(s)带宽逐渐增大。
图5所示Hβ(s)是一个二阶低通滤波器，其上限截止频率fuβ为
与Hα(s)结论相似，随着参数k增大，Hβ(s)带宽也逐渐增大。
根据Hα(s)和Hβ(s)，uα和uβ频域形式如下：
由于电压扰动的存在，假设PLL输出的相位差为
Δθ＝θPLL-θ1
其中，θ1＝2πf1t，θPLL为锁相环输出相位。
为了解决派克变换中的非线性问题，转换矩阵可以分为两部分，如下所示：
用T(θ1)分别乘以uα和uβ，得到dq轴电压的频域表达式如下：
为了简化，假设F1(s)和F2(s)如下：
考虑Δθ，根据派克变换矩阵，可以得到
uq(t)≈-Δθ(t)udv(t)+uqv(t)
假设从输入电压到Δθ的传递函数频域形式如下：
其中，Gp1(s)和Gp2(s)需要进一步确认。综合上两式子，可以得到
根据图4，可以得到
综合上两式子，可以推出Gp1(s)和Gp2(s)如下所示：
其中，
可以算出cos(θPLL)的频域表达式如下：
因此，SOGI-PLL的传递函数如下：
令2ζωn＝U1Kp,，ωn 2＝U1Ki，s′＝s-jω0，则TPLL(s)可被写为下式：
GSOGI-PLL(s′)是一个典型的二阶系统。考虑稳态性能和系统动态性能，一般取ζ＝0.707。GSOGI-PLL(s′)的闭环带宽为
本实施例中，fb选取为80Hz。由于2ζωn＝U1Kp，ωn 2＝U1Ki，得到Kp＝0.4164，Ki＝26.9735。
图6所示为并网逆变器的频域控制框图，可以简化为图7，其中
式中，ZL1＝sL1，ZL2＝sL2，Zc＝1/sCf+Rd。由图7可知，电网电流ig为
其中，T＝GX1GX2。
将电网电压和电流的频域表达式代入上式，可以得到LCL逆变器的阻抗为
其中，GSOGI-PLL可以用SOGI中不同参数k形成的Gk替换。
图8所示为图1所示逆变器的等值电路图。如果是薄弱电网，那么电网阻抗不可以被忽略。假设电网阻抗是纯电感，从而分析最坏情形。根据图8，可以得到
如果Zg/Zp满足奈奎斯特稳定判据，那么并网逆变器系统将会保持稳定。假设Zg和Zp的相交频率是fc，那么fc处的相位裕度(phase margin,PM)是
PM＝|-180°+arg[Zg(j2πfc)]-arg[Zp(j2πfc)]|
＝90°+arg[Zp(j2πfc)]
为了确保并网逆变器系统的稳定性，逆变器在fc处的相位需要比-90°大足够多。
为了验证上述理论结果，在Simulink中搭建了基于图1的采用SOGI-PLL的并网逆变器模型。将参数为k1的逆变器阻抗定义为ZP1，参数为k2的逆变器阻抗定义为ZP2。
图9所示为ZP2的理论结果和仿真结果对比。其中，紫色圆点和蓝色曲线分别代表ZP2的仿真结果和理论结果。由图9可知，理论结果是正确的。
图10所示为ZP1,，ZP2和Zg的阻抗曲线。Zg和ZP1的相交频率为f1＝71Hz。由于ZP1的相位裕度很小，仅为15°，因此系统是不稳定的。相反的，对于SOGI带宽更小的逆变器，和ZP1相比，在Zg和ZP2的相交频率f2＝87Hz处，相位裕度十分充足，达到70°，因此并网逆变器是稳定的。
图11(a)、12(a)所示为弱电网(SCR＝1.25)下，两种逆变器的输出波形。由图11(a)可知，有着更大SOGI带宽的逆变器会产生次超同步振荡，FFT分析显示主要振荡频率为39Hz和61Hz。但是，根据图12(a)，有着更小SOGI带宽的逆变器是稳定的。图12(b)显示，有着更小SOGI带宽的逆变器电流波形没有谐波。
本实施例采用谐波线性化方法推导了基于SOGI-PLL单相并网逆变器的阻抗模型，并分析了不同带宽的单相逆变器次超同步振荡抑制能力。讨论了SOGI带宽，并得出SOGI-PLL模型。推导了SOGI-PLL逆变器的阻抗，并分析了系统的稳定性。验证了逆变器理论阻抗的合理性，并比较了不同SOGI带宽逆变器性能。在Matlab/Simulink中搭建的模型显示，在相同控制参数下，SOGI带宽越小，系统越稳定。
以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思做出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。