一种变压器辅助型pwm三电平零电压软开关逆变器

文档序号：1101151 发布日期：2020-09-25 浏览：5次 >En<

阅读说明：本技术 一种变压器辅助型pwm三电平零电压软开关逆变器 (Transformer-assisted PWM three-level zero-voltage soft switching inverter ) 是由禹健安永泉于 2020-04-16 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器,在正半周期和负半周期逆变过程中,开关管S1,S2,S3和开关管S4,S5,S6互为辅助开关；本发明并未增加额外的辅助开关因此结构以及控制简单,实现了所有开关管的零电压开通,有效降低了开关管的开通损耗。(The invention discloses a transformer auxiliary PWM three-level zero-voltage soft switching inverter, wherein in the inverting process of a positive half cycle and a negative half cycle, switching tubes S1, S2 and S3 and switching tubes S4, S5 and S6 are auxiliary switches; the invention does not add an additional auxiliary switch, so the structure and the control are simple, the zero-voltage switching-on of all the switching tubes is realized, and the switching-on loss of the switching tubes is effectively reduced.)

一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器

技术领域

本发明涉及电力电子变流技术领域，尤其涉及一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器。

背景技术

目前普遍使用的硬开关技术虽然拓扑电路和控制原理简单但是会产生巨大的开关损耗，而且会使高功率 IGBT的硬开关频率严重受限于几kHz，此外，硬开关会产生高频的电磁干扰，影响周围电子设备的正常运行。软开关技术可以有效缓和以上提到的技术问题，其基本思想是通过谐振回路的辅助，使功率器件在其电压或电流值较低甚至为零时进行开关动作，减弱甚至完全消除功率器件电压和电流的交叠。

多电平整流器与其两级整流器相比具有许多优势，每个功率开关管所承受的电压峰值只有两电平整流器的 1/N，降低了功率开关管的电压应力，较好的解决了开关管器件耐压不够高的问题。此外多电平整流器有更好的电源质量，更高的电压和功率容量以及更低的电磁干扰。因此，多电平整流器非常适合于高功率应用。

两电平的ZVT技术可以扩展到三电平。然而，相应的软开关三电平拓扑结构面临着辅助开关管过多和控制复杂的问题。已有技术，见Evaluation ofSoft SwitchingTechniques for the Neutral-Point-Clamped(NPC)Inverter 总结了四种软开关三电平电路，其中四种电路都有四个辅助开关管，虽然实现了主开关管的软开关并且在一定程度上减少了开关管的损耗，但其电路结构和控制复杂且造价昂贵，体积较大导致其不适用于实际场合。已有技术在原有技术的基础上减少两个开关管，提出了新的三电平零电压开关和零电流开关变换器电路。技术与技术相比在电路结构和控制方面明显简化，但应用在实际中仍然比较复杂。

发明内容

为解决现有技术的缺点和不足，提供一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器，该三电平零电压软开关电路具有结构和控制简单，实现所有开关管的零电压导通，有效降低开关管的导通损耗，更易于实用化的优点。

为实现本发明目的而提供的一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器，包括有第一主开关管 (S1)、第二主开关管(S2)、第三主开关管(S3)、第四主开关管(S4)、第五主开关管(S5)、第六主开关管(S6)、第一分压电容(Cd1)、第二分压电容(Cd2)、隔离变压器(T)、初级绕组(T1)、次级绕组(T2)、钳位二极管(D7)、谐振电感(Lr)、飞跨电容(Cs)，第一主开关管(S₁)的源极、第二主开关管(S₂)的漏极相连于a点，这两个开关管构成高速开关上桥臂；所述第四主开关管(S4)的源极、第五主开关管(S5) 的漏极相连于b点，这两个开关管构成高速开关下桥臂；第三主开关管(S3)的源极、第六主开关管(S6)的漏极相连于c点，这两个开关管构成低速开关桥臂；第二主开关管(S2)的源极、第四主开关管(S4)的漏极、第一分压电容(Cd1)的负极和第二分压电容(Cd2)的正极连于o点；第一分压电容(Cd1)和第二分压电容(Cd2) 两端的电压分别为VDC/2；第一分压电容(Cd1)的正极与隔离变压器(T)的次级绕组(T2)的异名端、第一开关管(S1)的漏极相连；第二分压电容(Cd2)的负极与钳位二极管(D7)的正极、第五开关管(S5)的源极相连；钳位二极管(D7)的负极与变压器次级绕组(T2)的同名端相连；谐振电感(Lr)的一端与a点相连，另一端与隔离变压器(T)初级绕组(T1)的同名端相连；隔离变压器(T)的初级绕组(T1)的异名端与飞跨电容(Cs) 的阳极相连；飞跨电容(Cs)的阴极与b点相连；隔离变压器(T)初级绕组(T1)的匝数与T2的匝数比为1/k；负载的一端与c点相连,另一端与o点相连。

作为上述方案的进一步改进，当负载电流为正时工作模式及切换时间间隔为：

当电路处于稳定状态，S₂、S₃、S₅处于导通状态，S₁、S₂、S₄处于关断状态；钳位二极管D₇、D₈、D₉和开关管的反并联二极管处于关断状态；

t₀时刻，关断S₅；

S₅关断后延迟DP1,导通S₄；

S₄导通后延迟DP2,关断S₂；

S₂关断后延迟DP3,导通S₁；

S₁导通后延迟DP4,关断S₄；

S₄关断后延迟DP5,导通S₅；

S₅导通后延迟DP6，关断S₁；

S₁关断后延迟DP7,导通S₂；

当负载电流为负时工作模式及切换时间间隔为：

电路处于稳定状态，S₁、S₄、S₆处于导通状态，S₂、S₃、S₅处于关断状态；钳位二极管D₇、D₈、D₉和开关管的反并联二极管处于关断状态；

t₀时刻，关断S₁；

S₁关断后延迟DN1,导通S₂；

S₂导通后延迟DN2,关断S₄；

S₄关断后延迟DN3,导通S₅；

S₅导通后延迟DN4,关断S₂；

S₂关断后延迟DN5,导通S₁；

S₁导通后延迟DN6，关断S₅；

S₅关断后延迟DN7,导通S₄；

以下参数均为输入量：V_DC为直流母线电压；T_3B为S1(S5)最短开通时间；I_boost为换流电流峰值中超过负载电流的部分；C_oss为主开关管S₁-S₆并联吸收电容：C_oss＝C₁＝C₂＝C₃＝C₄＝C₅＝C₆；以下参数均可根据输入量约束表达；k为变压器匝比；L_r为换流电感；L_m为激磁电感；

为S5(S1)换流前的激磁电流值，与每个开关周期中的负载电流值成正相关；

其中T_A4为负载电流不同时，，之和所得的t_A-t₄的时间间隔；T_{A4_min}为负载电流为0时，之和所得的t_A-t₄的时间间隔。

作为上述方案的进一步改进，当输出电流为正时各模式具体描述和间隔时间的计算过程为：

模式1(t<t₀)：电路处于稳定状态，S₂，S₃,S₅处于导通状态；负载电流I_Load通过S₂，S₃续流，激磁电流i_Lm通过S₂，S₅续流,其值为

模式2(t₀-t₁)：t₀时刻，关断S₅；图4为本模式等效电路；激磁电感L_m和换流电感L_r串联与电容C5， C4发生谐振；

S₅两端电压和电流表达式为：

其中：

在t₁时刻，b点电位谐振至V_DC/2，本模式持续时间为：

模式3(t₁-t₂)：t₁时刻，S₅两端电压充电至V_DC/2，D₄零电压导通；激磁电感L_m和换流电感L_r串联两端电压为

换流电流i_Lr和激磁电流i_Lm以相同的斜率减少；t_A时刻，换流电流和激磁电流反向减少至零，变压器原边被钳位为kV_DC，S₄可在时间段t₁-t_A之间控制导通为ZVS导通；t_A之后，换流电感两端的电压为

激磁电感两端电压为kV_DC；换流电流i_Lr和激磁电流i_Lm以不同的斜率正向增加；图5、图6 分别为本模式t₁-t_A和t_A-t₂段等效电路；

t₁-t_A换流电流为：

S₄的软开通时间为：

S₅关断到S₄导通时间间隔DP1为：

t_A-t₂谐振电流即换流电流中不包括激磁电流的部分(即参与S1换流的电流)增量为：

t₂时刻，谐振电流的值增至最大值：

i_R(t₂)＝I_boost+i_Load \*公式(27)

其中：I_boost为谐振电流中超过负载电流的部分

联立，充电模式(T_A2)的持续时间为：

S₄导通到S₂关断时间间隔DP2为：

模式4(t₂-t₃):t₂时刻，主开关S₂关断，谐振电流i_R中超过负载电流的部分I_boost对电容C₁放电C₂充电，a 点的电位开始谐振上升；图7为本模式等效电路；

S₂两端电压

和谐振电流i_R表达式为：

其中：

t₃时刻，a点电位上升至V_DC；本模式持续时间为：

其中：

模式5(t₃-t₄):t₃时刻，a点电位升至V_DC,D₁自然导通，S₁符合ZVS换流条件；谐振电感电流i_R线性下降， t_B时刻，谐振电感电流i_R降至负载电流i_Load；主开关管S₁可在时间段t₃-t_B之间控制导通实现ZVS导通；图8 为本模式等效电路；

由，得：主开关ZVS开通模式持续时间为：

S₂关断到S₁导通时间间隔DP3为：

本模式持续时间为：

S₁导通到S₄关断时间间隔DP4为：

模式6(t₄-t₆):在t₄时刻，谐振电流i_R降至0；激磁电流

增至t₅时刻，关断S₄；激磁电流对C₄充电C₅放电，b点电位开始谐振下降；图4为本模式等效电路；

S₄两端电压

和电流表达式为：

其中：

在t₆时刻，b点电位谐振至0，本模式持续时间为：

模式7(t₆-t₇):t₆时刻，b点电位降到0，D₅自然导通；t₆-t₇，激磁电流反向增大，图9为本模式等效电路；

本模式激磁电流为：

S₅的软开通时间为：

S₄关断到S₅导通时间间隔DP5为：

t₇时刻,激磁电流增至

本模式持续时间为：

S₅导通到S₁关断时间间隔DP6为：

模式8(t₇-t₈):t₇时刻，关断S₁，负载电流i_Load对C₁充电，C₂放电，a点电位线性下降；t₈时刻,a点电位降至V_DC/2，二极管D₂自然导通；S₂可在t₈之后控制导通；

本模式持续时间为：

S₁关断到S₂导通时间间隔DP7为：

DP7＝T_7-8 \*公式(49)

当输出电流为负时各模式具体描述和间隔时间的计算过程为：

模式1(t<t₀)：电路处于稳定状态，S₁，S₄,S₆处于导通状态；负载电流I_Load通过S₄，S₆续流，激磁电流i_Lm通过S₁，S₄续流,其值为

模式2(t₀-t₁)：t₀时刻，关断S₁；图4为本模式等效电路；激磁电感L_m和换流电感L_r串联与电容C1， C2发生谐振；

S₁两端电压

和电流表达式为：

其中：

在t₁时刻，a点电位谐振至V_DC/2，本模式持续时间为：

模式3(t₁-t₂)：t₁时刻，电容C1充电至V_DC/2，D2零电压导通；激磁电感L_r和换流电感L_r两端电压为换流电流i_Lr和激磁电流i_Lm以相同的斜率反向减少；t_A时刻，换流电流和激磁电流反向减少至零，变压器原边被钳位为kV_DC，S₂可在时间段t₁-t_A之间控制导通为ZVS导通；t_A之后，换流电感两端的电压为

激磁电感两端电压为kV_DC；换流电流和激磁电流以不同的斜率正向增加；图5、图6分别为本模式t₁-t_A和t_A-t₂段等效电路；

t₁-t_A换流电流为：

S₂的软开通时间为：

S₁关断到S₂导通时间间隔DN1为：

t_A-t₂谐振电流即换流电流中不包括激磁电流的部分(即参与S1换流的电流)增量为：

t₂时刻，谐振电流的值增至最大值：

i_R(t₂)＝I_boost+i_Load \*公式(58)

其中：I_boost为谐振电流中超过负载电流的部分

联立，充电模式(T_A2)的持续时间为：

S₂导通到S₄关断时间间隔DN2为：

模式4(t₂-t₃):t₂时刻，主开关S₄关断，谐振电流i_R中超过负载电流的部分I_boost对电容C₅放电C₄充电，b 点的电位开始谐振下降；图7为本模式等效电路；

S₄两端电压和谐振电流i_R表达式为：

其中：

t₃时刻，b点电位下降至0；本模式持续时间为：

其中：

模式5(t₃-t₄):t₃时刻，a点电位降至0,D₅自然导通，S₅符合ZVS换流条件；谐振电流i_R线性下降，t_B时刻，谐振电流i_R降至负载电流i_Load；主开关管S₅可在时间段t₃-t_B之间控制导通实现ZVS导通；图8为本模式等效电路；

由，得：主开关ZVS开通模式持续时间为：

S₄关断到S₅导通时间间隔DN3为：

本模式持续时间为：

S₅导通到S₂关断时间间隔DN4为：

模式6(t₄-t₆):在t₄时刻，谐振电流i_Lr降至0，激磁电流i_Lm升至；t₅时刻，关断S₂；激磁电流

对C₂充电C₁放电，a点电位开始谐振上升；图4为本模式等效电路；

S₂两端电压

和电流表达式为：

其中：

在t₆时刻，a点电位谐振至V_DC，本模式持续时间为：

模式7(t₆-t₇):t₆时刻，a点电位升到V_DC，D₁自然导通；t₆-t₇，换流电流反向增大，图9为本模式等效电路；

本模式激磁电流为：

S₁的软开通时间为：

S₂关断到S₁导通时间间隔DN5为：

t₇时刻,激磁电流

增至

本模式持续时间为：

S₁导通到S₅关断时间间隔DN6为：

模式8(t₇-t₈):t₇时刻，关断S₅，负载电流i_Load对C₆充电，C₅放电，b点电位线性上升；t₈时刻,b点电位升至V_DC/2，二极管D₄自然导通；S₄可在t₈之后控制导通；

本模式持续时间为：

S₁关断到S₂导通时间间隔DN7为：

DN7＝T_7-8 \*公式(80)

由以上电路结构和工作原理的分析可知，开关完成零电压换流需要设计换流电感、激磁电感、变压器匝比、开关并联吸收电容；以上各元件参数的设计将在以下完成(以输出电流为正时分析)；

当(1/2-k)V_DC小于V_DC/2时，在换流电流大于负载电流一定值的条件下关断S₂保证开关管可靠完成换流；且主开关的关断损耗与关断时刻的沟道电流的平方成正比[8,13]，因此S₂的关断电流在满足式时，主开关的关断损耗可近似忽略(关断损耗小于1/10)：

其中I_{Load_rms}为负载电流有效值；

在实际的电路运行过程中，负载电流检测存在误差，导致I_boost的误差，影响换流时间T_2-3和ZVT开通时间 T_3B，式和求和之后对I_r求导，当I_r满足公式的时主开关的死区时间可以为一固定值；

联立：

由，得：

其中由和有解可得β的取值范围为：

为保证S₅可靠换流且S₄有足够得ZVS开通时间,假设L_m＞＞L_r，由得：

为保证磁化电流在换流电感L_r线性放电阶段后(t＝t₄)与S₅换流之前(t＝t₀)大小相等，方向相反(忽略下桥臂谐振换流阶段磁化电流的变化)：

上述T_1A，T_A4都与负载电流有关，当负载电流为0时，T_1A和T_A4值最小为T_{1A_min} T_{A4_min}，在此条件下计算出的L_m符合任何负载电流大于0时S₄有足够得ZVS开通时间的要求；因此：

激磁电流可由下式表示：

其中T_A4为负载电流不同时，之和所得的t_A-t₄的时间间隔；因此每个开关周期的不同。

本发明的有益效果是：

与现有技术相比，本发明的一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器，在正半周期和负半周期逆变过程中，开关管S1，S2，S3和开关管S4，S5，S6互为辅助开关；本发明并未增加额外的辅助开关因此结构以及控制简单，实现了所有开关管的零电压开通，有效降低了开关管的开通损耗。

附图说明

以下结合附图对本发明的

具体实施方式

作进一步的详细说明，其中：

图1是本发明的变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器电路；

图2为本发明电路在输出电流为正时，一个PWM开关周期内各模式电路状态图；

图3为本发明电路在输出电流为负时，一个PWM开关周期内各模式电路状态图；

图4是本发明中，一个PWM开关周期内模式2、模式6等效电路图；

图5、图6是本发明中，一个PWM开关周期内模式3t1-tA段和t1-tA段等效电路图；

图7是本发明中，一个PWM开关周期内模式4等效电路图；

图8是本发明中，一个PWM开关周期内模式5等效电路图；

图9是本发明中，一个PWM开关周期内模式7等效电路图；

图10为本发明电路在输出电流为正时，一个PWM开关周期内各个开关管的驱动脉冲信号和主要结点电压和支路电流的波形图；

图11本发明电路在输出电流为负时，一个PWM开关周期内各个开关管的驱动脉冲信号和主要结点电压和电流的波形图。

具体实施方式

如图1-图11所示，本发明的一种变压器辅助型PWM三电平零电压软开关逆变器包括有第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4、第五主开关管S5、第六主开关管S6、第一分压电容 Cd1、第二分压电容Cd2、隔离变压器T、初级绕组T1、次级绕组T2、钳位二极管D7、谐振电感Lr、飞跨电容Cs，第一主开关管S₁的源极、第二主开关管S₂的漏极相连于a点，这两个开关管构成高速开关上桥臂；所述第四主开关管S4的源极、第五主开关管S5的漏极相连于b点，这两个开关管构成高速开关下桥臂；第三主开关管S3的源极、第六主开关管S6的漏极相连于c点，这两个开关管构成低速开关桥臂；第二主开关管S2的源极、第四主开关管S4的漏极、第一分压电容Cd1的负极和第二分压电容Cd2的正极连于o点；第一分压电容Cd1和第二分压电容Cd2两端的电压分别为VDC/2；第一分压电容Cd1的正极与隔离变压器T的次级绕组 T2的异名端、第一开关管S1的漏极相连；第二分压电容Cd2的负极与钳位二极管D7的正极、第五开关管S5 的源极相连；钳位二极管D7的负极与变压器次级绕组T2的同名端相连；谐振电感Lr的一端与a点相连，另一端与隔离变压器T初级绕组T1的同名端相连；隔离变压器T的初级绕组T1的异名端与飞跨电容Cs的阳极相连；飞跨电容Cs的阴极与b点相连；隔离变压器T初级绕组T1的匝数与T2的匝数比为1/k；负载的一端与 c点相连,另一端与o点相连。

进一步改进，当负载电流为正时工作模式及切换时间间隔为：

当电路处于稳定状态，S₂、S₃、S₅处于导通状态，S₁、S₂、S₄处于关断状态；钳位二极管D₇、D₈、D₉和开关管的反并联二极管处于关断状态；

t₀时刻，关断S₅；

S₅关断后延迟DP1,导通S₄；

S₄导通后延迟DP2,关断S₂；

S₂关断后延迟DP3,导通S₁；

S₁导通后延迟DP4,关断S₄；

S₄关断后延迟DP5,导通S₅；

S₅导通后延迟DP6，关断S₁；

S₁关断后延迟DP7,导通S₂；

当负载电流为负时工作模式及切换时间间隔为：

电路处于稳定状态，S₁、S₄、S₆处于导通状态，S₂、S₃、S₅处于关断状态；钳位二极管D₇、D₈、D₉和开关管的反并联二极管处于关断状态；

t₀时刻，关断S₁；

S₁关断后延迟DN1,导通S₂；

S₂导通后延迟DN2,关断S₄；

S₄关断后延迟DN3,导通S₅；

S₅导通后延迟DN4,关断S₂；

S₂关断后延迟DN5,导通S₁；

S₁导通后延迟DN6，关断S₅；

S₅关断后延迟DN7,导通S₄；

其中T_A4为负载电流不同时，，之和所得的t_A-t₄的时间间隔；T_{A4_min}为负载电流为0时，之和所得的t_A-t₄的时间间隔。

进一步改进，当输出电流为正时各模式具体描述和间隔时间的计算过程为：

模式1(t<t₀)：电路处于稳定状态，S₂，S₃,S₅处于导通状态；负载电流I_Load通过S₂，S₃续流，激磁电流i_Lm通过S₂，S₅续流,其值为

模式2(t₀-t₁)：t₀时刻，关断S₅；图4为本模式等效电路；激磁电感L_m和换流电感L_r串联与电容C5， C4发生谐振；

S₅两端电压

和电流表达式为：

其中：

在t₁时刻，b点电位谐振至V_DC/2，本模式持续时间为：

模式3(t₁-t₂)：t₁时刻，S₅两端电压充电至V_DC/2，D₄零电压导通；激磁电感L_m和换流电感L_r串联两端电压为换流电流i_Lr和激磁电流i_Lm以相同的斜率减少；t_A时刻，换流电流和激磁电流反向减少至零，变压器原边被钳位为kV_DC，S₄可在时间段t₁-t_A之间控制导通为ZVS导通；t_A之后，换流电感两端的电压为激磁电感两端电压为kV_DC；换流电流i_Lr和激磁电流i_Lm以不同的斜率正向增加；图5、图6 分别为本模式t₁-t_A和t_A-t₂段等效电路；

t₁-t_A换流电流为：

S₄的软开通时间为：

S₅关断到S₄导通时间间隔DP1为：

t_A-t₂谐振电流即换流电流中不包括激磁电流的部分(即参与S1换流的电流)增量为：

t₂时刻，谐振电流的值增至最大值：

i_R(t₂)＝I_boost+i_Load \*公式(27)

其中：I_boost为谐振电流中超过负载电流的部分

联立，充电模式(T_A2)的持续时间为：

S₄导通到S₂关断时间间隔DP2为：

S₂两端电压

和谐振电流i_R表达式为：

其中：

t₃时刻，a点电位上升至V_DC；本模式持续时间为：

其中：

由，得：主开关ZVS开通模式持续时间为：

S₂关断到S₁导通时间间隔DP3为：

本模式持续时间为：

S₁导通到S₄关断时间间隔DP4为：

模式6(t₄-t₆):在t₄时刻，谐振电流i_R降至0；激磁电流

增至t₅时刻，关断S₄；激磁电流

对C₄充电C₅放电，b点电位开始谐振下降；图4为本模式等效电路；

S₄两端电压和电流

表达式为：

其中：

在t₆时刻，b点电位谐振至0，本模式持续时间为：

模式7(t₆-t₇):t₆时刻，b点电位降到0，D₅自然导通；t₆-t₇，激磁电流反向增大，图9为本模式等效电路；

本模式激磁电流为：

S₅的软开通时间为：

S₄关断到S₅导通时间间隔DP5为：

t₇时刻,激磁电流

增至

本模式持续时间为：

S₅导通到S₁关断时间间隔DP6为：

本模式持续时间为：

S₁关断到S₂导通时间间隔DP7为：

DP7＝T_7-8 \*公式(49)

当输出电流为负时各模式具体描述和间隔时间的计算过程为：

模式1(t<t₀)：电路处于稳定状态，S₁，S₄,S₆处于导通状态；负载电流I_Load通过S₄，S₆续流，激磁电流i_Lm通过S₁，S₄续流,其值为

模式2(t₀-t₁)：t₀时刻，关断S₁；图4为本模式等效电路；激磁电感L_m和换流电感L_r串联与电容C1， C2发生谐振；

S₁两端电压

和电流表达式为：

其中：

在t₁时刻，a点电位谐振至V_DC/2，本模式持续时间为：

模式3(t₁-t₂)：t₁时刻，电容C1充电至V_DC/2，D2零电压导通；激磁电感L_r和换流电感L_r两端电压为

换流电流i_Lr和激磁电流i_Lm以相同的斜率反向减少；t_A时刻，换流电流和激磁电流反向减少至零，变压器原边被钳位为kV_DC，S₂可在时间段t₁-t_A之间控制导通为ZVS导通；t_A之后，换流电感两端的电压为激磁电感两端电压为kV_DC；换流电流和激磁电流以不同的斜率正向增加；图5、图6分别为本模式t₁-t_A和t_A-t₂段等效电路；

t₁-t_A换流电流为：

S₂的软开通时间为：

S₁关断到S₂导通时间间隔DN1为：

t_A-t₂谐振电流即换流电流中不包括激磁电流的部分(即参与S1换流的电流)增量为：