阅读说明：本技术 伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器及其实现方法 (pseudo-Doherty type self-input controlled load modulation balanced power amplifier and implementation method thereof ) 是由 程知群 张志维 柯华杰 刘国华 于 2020-05-25 设计创作，主要内容包括：本发明公开了伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器及其实现方法,包括两个正交耦合器、两个功率放大电路、控制信号电路、功分器、相位延迟线和隔离电阻,其中,控制信号电路通过将功分器输出的信号进行功率放大来实现所需的控制信号。同时,将平衡类功放设置成峰值功放,控制信号电路设置成载波功放,来构成类似于Doherty的结构特征。对于现有技术,本发明通过使用正交耦合器引入自输入的控制信号来实现的负载调制类功率放大器,增大了负载调制类功率放大器的工作带宽,并且将平衡类功放当作峰值功放,控制信号电路当作载波功放,来构成类似于Doherty的结构特征,提高了负载调制类功放功率回退范围和此范围内的效率。(The invention discloses a pseudo-Doherty type self-input controlled load modulation balanced power amplifier and an implementation method thereof. Meanwhile, the balanced power amplifier is set as a peak power amplifier, and the control signal circuit is set as a carrier power amplifier, so that structural characteristics similar to Doherty are formed. Compared with the prior art, the load modulation power amplifier is realized by introducing the self-input control signal through the orthogonal coupler, the working bandwidth of the load modulation power amplifier is increased, the balanced power amplifier is used as a peak power amplifier, and the control signal circuit is used as a carrier power amplifier, so that the structural characteristic similar to Doherty is formed, and the power back-off range and the efficiency in the range of the load modulation power amplifier are improved.)

伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器及其 实现方法

技术领域

本发明涉及无线通讯技术领域，尤其涉及一种伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器及其实现方法。

背景技术

随着无线通信技术的快速发展，射频微波技术在人们的日常生活中越来越重要。现代无线通信标准依赖于以高频谱效率为特征的调制信号，以便优化稀缺频谱资源的使用。然而，常规功率放大器(PA)，如AB类，放大这种高峰均功率比(PAPR)的调制信号，往往显示出非常低的效率。目前广泛采用的效率增强技术如Doherty和Chireix代表的负载调制技术能使其在功率回退处也保持较高的效率。

但随着通信技术的快速发展，调制方式也越加地复杂，传统的Doherty 和Chireix调制类功率放大器的窄带特性越来越不能满足当今无线通信系统的要求，因此，急需研制出新型宽带高功率回退范围的射频功率放大器以满足当前及未来无线通信系统高传输速率的要求。

故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器及其实现方法，通过在传统的平衡类功率放大器的基础上引入矢量控制信号，输入端信号经过变换后直接产生需要的控制信号，通过控制信号的幅度和相位特性使构成的功率放大器具有宽带负载调制特性。此外，还创造性提出了利用控制放大器支路作为载波功放，平衡式放大器支路作为峰值功放，从而构成了伪Doherty式的结构特征，继而提出了简单的确定控制信号幅度和相位的方法。

为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：

伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器，至少包括功率分配器、控制信号产生电路和平衡类功率放大器，所述功率分配器用于将输入信号分为第一信号和第二信号分别输出给所述控制信号产生电路和平衡类功率放大器，所述控制信号产生电路被配置为载波功放，至少设置第三功率放大电路C，用于根据第一信号产生控制信号；

所述平衡类功率放大器被配置为峰值功放，至少包括第一正交耦合器、第一功率放大电路A、第二功率放大电路B和第二正交耦合器，其中，所述第一正交耦合器用于将第二信号转化成两路正交信号分别输出所述第一功率放大电路A和第二功率放大电路B，所述第一功率放大电路A的输出端与所述第二正交耦合器的第四端相连接，所述第二功率放大电路B的输出端与所述第二正交耦合器的第二端相连接，所述第二正交耦合器的第三端与控制信号相连接，所述第二正交耦合器的第一端输出信号至负载。

作为进一步的改进方案，还设置相位延迟线，所述相位延迟线用于设置所述控制信号输出固定相位。

作为进一步的改进方案，所述相位延迟线设置在平衡类功率放大器的前端，用于设置所述控制信号输出固定负相位。

作为进一步的改进方案，控制信号产生电路中，所述第三功率放大电路C 采用为AB类功率放大器；平衡类功率放大器中，第一功率放大电路A和第二功率放大电路B均采用C类功率放大器。

作为进一步的改进方案，功率放大电路包括依次串接的输入匹配电路、功率晶体管、输出匹配电路；其中，第三功率放大电路C采用CGH40006P晶体管，第一功率放大电路A和第二功率放大电路B均采用CGH40010F晶体管。

作为进一步的改进方案，还包括隔离电阻，所述隔离电阻的一端接地，其另一端与第一正交耦合器隔离端相连接，用于使输入输出信号进行隔离。

作为进一步的改进方案，所述功率分配器采用两级的威尔金森功分器。

作为进一步的改进方案，所述第一正交耦合器和第二正交耦合器为3dB 正交耦合器。

本发明还公开了伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器的实现方法，包括以下步骤：

步骤S1：设计一个宽带的平衡类功率放大器并配置为峰值功放，其中，两路功放的输出端分别与第二正交耦合器的第二端口和第四端口相连接；

步骤S2：设计并调试完成控制信号产生电路并配置载波功放，使其根据输入信号直接产生控制信号；

步骤S3：设计并调试完成一个宽带化的功率分配器，以实现自输入控制的功率放大器；

步骤S4：将控制信号接入到第二正交耦合器的第三端口，从而使第二正交耦合器的第一端口输出具有宽带负载调制特性。

作为进一步的改进方案，还包括以下步骤：

根据实际应用需求调节控制信号的相位使其为固定相位。

相对于现有技术，本发明通过使用正交耦合器外加控制信号来实现可重构的负载调制类功率放大器，同时该控制信号是由输入信号根据要求产生，不需额外引入无关信号，增大了负载调制类功率放大器的工作带宽。此外，创造性地将控制信号产生电路作为载波功放，平衡类功率放大器作为峰值功放，从而构成了伪Doherty式的结构特征，利用载波功放和峰值功放之间的功率不对称来显著地提高此类负载调制平衡类功放的功率回退范围，还为负载调制平衡类功放提供了极佳的负载调制的阻抗轨迹，使整个功放在整个功率回退范围内都能实现效率的最大化。进一步提出了简单的确定控制信号幅度和相位的方法，给出了具体的回退范围的定量公式，只需设置一个固定的控制信号的相位(而不必将相位作为功率的函数)就能实现功放的极佳负载调制的阻抗轨迹，这简化了电路和系统的复杂性。

附图说明

图1是本发明中一种伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器的结构示意图。

图2为功放各个阶段的等效原理图；

图3为图1中正交耦合器具体原理图；

图4不同相位对应的负载阻抗轨迹扫描曲线；

图5是本发明中功放与其他类似功放的性能对比图。

图6是利用ADS软件模拟本发明的仿真数据图。

图7是本发明伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器实现方法的流程示意图。

具体实施方式

以下结合说明书附图对本发明的技术方案作进一步的说明。

参见图1，所示为本发明伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器的原理框图，至少包括功率分配器、控制信号产生电路和平衡类功率放大器，所述功率分配器用于将输入信号分为第一信号和第二信号分别输出给所述控制信号产生电路和平衡类功率放大器，所述控制信号产生电路被配置为载波功放，至少设置第三功率放大电路C，用于根据第一信号产生控制信号；

所述平衡类功率放大器被配置为峰值功放，至少包括第一正交耦合器、第一功率放大电路A、第二功率放大电路B和第二正交耦合器，其中，所述第一正交耦合器用于将第二信号转化成两路正交信号分别输出所述第一功率放大电路A和第二功率放大电路B，所述第一功率放大电路A的输出端与所述第二正交耦合器的第四端相连接，所述第二功率放大电路B的输出端与所述第二正交耦合器的第二端相连接，所述第二正交耦合器的第三端与控制信号相连接，所述第二正交耦合器的第一端输出信号至负载。

在另一种优选实施方式中，如图1所示，伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器包括两个正交耦合器、平衡类功率放大器(具有两个功率放大电路，配置为峰值功放电路)、控制信号产生电路(配置为载波功放电路)、功率分配器、相位延迟线和隔离电阻，其中，功率分配器用于将输入信号均分给平衡类功率放大器和控制信号产生电路。第一正交耦合器用于将功率分配器输出给平衡类功率放大器的信号转化成两路正交信号输出。隔离电阻接在正交耦合器隔离端使输入输出信号达到良好的隔离。经第一正交耦合器输出的信号通过两路功率放大电路进行功率放大。两路功率放大电路输出的信号再接入第二个正交耦合器的输入端，随后输出给负载。在第二个正交耦合器的隔离端接入所需的控制信号进行可重构负载调制的目的。两个正交耦合器、两个功率放大电路构成了平衡类功率放大器，即本申请的峰值功放电路。

上述技术方案中，控制信号产生电路(即载波功放电路)由相位变换器和功率放大电路组成；

作为进一步的改进方案，还设置相位延迟线，所述相位延迟线用于设置所述控制信号输出固定相位。优选的，相位延迟线设置在平衡类功率放大器的前端，用于设置所述控制信号输出固定负相位。

功率放大电路包括依次串接的输入匹配电路、功率晶体管、输出匹配电路；

正交耦合器为3dB正交耦合器，具有高度的对称性，任意端口都可作为输入端口，输出端口位于输入端口相反的一侧，而隔离端位于输入端一侧剩下的端口；输入的功率对等地分配给两个输出端口，两个输出端口之间有90 度的相移，没有功率耦合到隔离端。

控制信号产生电路中的功率放大器(载波功放电路)为AB类功率放大器。所述平衡类功率放大器(峰值功放电路)中的两个功率放大器均为C类功率放大器。也即，第三功率放大电路C采用为AB类功率放大器；平衡类功率放大器中的第一功率放大电路A和第二功率放大电路B均采用C类功率放大器。

功率放大器采用晶体管实现，对于载波功放电路和峰值功放电路是不同的(峰值功放电路的晶体管的输出功率能力大于载波功放电路的)。

隔离电阻为50欧。

控制信号由控制信号产生电路(载波功放电路)和相位补偿产生。

以下再对本发明的伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器的主要技术原理作如下阐述:

如图3，所示为正交耦合器的原理图，I1、V1为从端口1看进去的等效电流和电压，标准的正交耦合器的等效Z矩阵可以表示为：

其中，Z₀是从端口1看进去的等效阻抗。

I₄＝I_b表示来自功率放大器B的电流,I₂＝-jI_b表示来自功率放大器A 的电流,I₃＝jI_ce^jθ表示来自控制信号电路的电流。

于是第一功率放大器A和第二功率放大器B在第二正交耦合器处的等效负载阻抗分别为Z_A、Z_B：

其中,I_c，θ分别代表控制信号的幅度和相位；I_b表示功率放大电路A或 B的电流；进一步，通过设置控制信号电路为载波放大器，平衡类功率放大器为峰值放大器，构成了伪Doherty式的功率放大器来增大功率回退的范围。

在低功率阶段，如图2(a)所示，功率放大器A和功率放大器B构成的平衡类功率放大器完全关闭，I_b＝0.整个功放的输出功率完全由控制信号电路(载波功放提供)。可以推导出此时的载波功放的负载阻抗为：

Z_C,LP＝Z₀

功率放大器A和功率放大器B构成的平衡类功率放大器的负载阻抗为：

Z_A,LP＝Z_B,LP＝∞

在功率回退阶段，如图2(b)所示，随着输入功率超过功率回退点，载波功放进入饱和状态，其电流I_c＝I_c,MAX，而峰值功放即平衡类功放开始工作. 从而，在功率回退阶段，载波功放和峰值功放的负载阻抗被推导为：

Z_C,OBO＝Z₀

从这个阶段载波功放和峰值功放的负载阻抗的状态可以看出，在这个阶段，载波功放依然处于饱和状态能维持最大的效率。而功率放大器A和功率放大器B构成的平衡类功率放大器即是峰值功放的效率由于存在负载调制，也能持续增强。从而在整个回退范围内，功放都维持较高的效率。

饱和阶段，如图2(b)所示，随着输入功率的继续增大，载波功放和峰值功放都进入到饱和状态。此时，载波功放和峰值功放的负载阻抗被推导为：

Z_C,SAT＝Z₀

在这个阶段，整个功放达到了最高的效率。此外，I_c,MAX/I_b,MAX的比值决定了整个功放的功率回退范围OBO。

更值得注意的是在以上的三个阶段，载波功放的负载阻抗值一直保持一个固定的值Z₀，这是本申请与传统的Doherty功放相比的显著的优点。这个固定的负载阻抗就可以打破位于Doherty载波功放处的阻抗变换网络对于其带宽的限制。

进一步，本申请，创造性的将控制信号电路当作载波功放，平衡类功放当作峰值功放。可以在宽频带范围内显著提高功率回退的范围(OBO)。其功率回退范围由载波功放和峰值功放的最大电流决定。

例如，I_c,MAX/I_b,MAX＝1/1.53可以实现10dB的功率回退范围(OBO)。

转化为功率，可以表示为：

P_A,SAT＝P_B,SAT＝(OBO-1)P_C,SAT/2

从功率和回退范围的关系，在实际设计中可以根据所需的OBO选取不同规格的晶体管。在本申请中控制信号产生电路即载波功放选择的是6W的CGH40006P晶体管，而平衡类功放即峰值功放选择的是10W的CGH40010F晶体管。这种晶体管的组合理论上可以实现10dB的功率回退范围。

由于设置了载波和峰值功放，本申请对控制信号的相位从-90°到90°进行扫描，发现其负载阻抗轨迹随相位的变换如图4所示，可以发现仅仅设置一个固定的控制信号相位θ_C，就能实现负载调制的目的。这与传统的负载调制平衡类功率放大器中的控制信号相位需要随着功率的变换而变化的特性相比，这大大简化了此类负载调制平衡类功率放大器的设计。进一步发现当θ_C为0°时，峰值功放的负载可以沿着Smith原图的实轴变换。这种纯实数的阻抗可以获得最大的效率，因此，本申请的功放在整个功率回退范围内都能够获得最大化的效率。

综上所述，本申请的伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器与之前的自输入控制的负载调制类功放和其他的负载调制类功放相比具有以下四个优点：

第一，创造性的将控制信号产生电路作为载波功放，平衡类功放作为峰值功放，利用载波功放和峰值功放之间的功率不对称来显著地提高此类负载调制平衡类功放的功率回退范围，此外，这种设置方式对于功率的要求也是较为容易实现的，因为平衡类功放即峰值功放有着功放电路A和B，明显比只有一路的信号控制电路即载波功放的输出功率大。

第二，作为载波功放，信号控制电路的负载阻抗一直是一个常数，不受与峰值功放也就是平衡类功放的工作的影响，这与Doherty功放相比，就明显简化了阻抗变换网络的设计，为宽带化的负载调制类功放的设计提供了可能。

第三，将控制信号产生电路作为载波功放，平衡类功放作为峰值功放，这样的一体化设计，为负载调制平衡类功放提供了极佳的负载调制的阻抗轨迹，使整个功放在整个功率回退范围内都能实现效率的最大化。

第四，在给定的频段范围内，只需设置一个固定的控制信号的相位(而不必将相位作为功率的函数)就能实现功放的极佳负载调制的阻抗轨迹，这简化了电路和系统的复杂性。

参见图7，所示为本发明伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器的实现方法的原理框图，包括以下步骤：

步骤S1：设计一个宽带的平衡类功率放大器并配置为峰值功放，其中，两路功放的输出端分别与第二正交耦合器的第二端口和第四端口相连接；

步骤S2：设计并调试完成控制信号产生电路并配置载波功放，使其根据输入信号直接产生控制信号；

步骤S3：设计并调试完成一个宽带化的功率分配器，以实现自输入控制的功率放大器；

步骤S4：将控制信号接入到第二正交耦合器的第三端口，从而使第二正交耦合器的第一端口输出具有宽带负载调制特性。

作为进一步的改进方案，还包括以下步骤：

根据实际应用需求调节控制信号的相位使其为固定相位。

以下详细说明本发明的上述设计步骤：

步骤S1：设计一个宽带的平衡类功放即峰值功放，根据选用的晶体管 CGH40010F10W的晶体管，设置漏极偏置电压28V，栅极偏置电压-5.5V，使得功放处于C类功放的状态。在此直流偏置的基础上对晶体管进行输入输出匹配电路设计。为了拓展电路的工作带宽，匹配电路采用多级阶跃阻抗匹配设计。将晶体管的输入输出阻抗皆匹配到标准的负载阻抗50欧姆，完成功率放大电路A，B的设计；为了实现所需要的带宽，本发明采用了三级耦合结构来设计具有宽带特性的正交耦合器。正交耦合器是由10段微带线构成的耦合器结构，其具体构成如图3所示。TL1，TL2，TL3，TL8，TL9和TL10微带线的阻抗分别为Z0，电长度为30度。TL4，TL5，TL6和TL7微带线的阻抗分别为Z0/√2，电长度为30度。根据此参数调试使得正交耦合器的输出端(如端口3)的功率比输入端(如端口1)的功率小3dB时，且输出端口(如端口2、 3)的相位相差90度。即完成了一个宽带的正交耦合器。调试完成两个宽带化正交耦合器；将第一正交耦合器一侧作为输入端，端口2接隔离电阻，端口4接相位延迟线的端口2，另一侧作为输出端，端口1、3与完成的功率放大电路A，B的输入端相连。将第二正交耦合器一侧作为输入端，端口2和端口4接入功率放大电路的输出端，另一侧作为输出端，其中端口1输出信号给负载，另外的端口3作为控制端接入控制信号电路；

步骤S2：设计并调试完成控制信号产生电路即载波功放。根据10dB的回退范围，及前所述的功率回退范围(OBO)与功率之间的关系：P_A,SAT＝P_B,SST＝ (OBO-1)P_C,SAT/2，本申请载波功放选用的是CGH40006P 6W的晶体管。采用漏极部分电压的方式控制最大电流，使I_c,MAX/I_b,MAX＝1/1.53。因此设置漏极偏置电压为15V，而不是28V，栅极偏置电压为-2.7V，使得功放处于AB类功放的状态。在此直流偏置的基础上对晶体管进行输入输出匹配电路设计。为了拓展电路的工作带宽，匹配电路采用多级阶跃阻抗匹配设计。将晶体管的输入输出阻抗皆匹配到标准的负载阻抗50欧姆，完成功率放大电路C的设计，关于实现控制信号的相位，当考虑晶体管的寄生参数，理论的控制信号相位0°将被-10°所替代。但是微带线都是正相位延迟，因此，本申请实际中不在控制信号产生电路设置相位延迟线，如图1所示，而在平衡类功放前设置一条 10°的相位延迟线，以满足对于相位的要求；

步骤S3：为了实现自输入控制的功率放大器，还需要设计并调试完成一个宽带化的功分器。本申请采用两级的威尔金森功分器来设计宽带功分器。功分器输出端口2接信号控制电路即载波功放输入端，功分器输出端口3接相位延迟线的端口1，从而实现输入信号等功率地输出到平衡类功率放大器和控制信号产生电路；

步骤S4：最后将控制信号产生电路接入到第二正交耦合器的端口3；

按照以上步骤进行，即可完成一个完整的伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器。

图5是本申请的功放的功率回退范围，和对应的效率与Doherty和其他功放的对比图，可以发现本发明提供了更大的功率回退范围和此范围内更高的效率。

图6为利用ADS软件基于本发明的方法模拟的仿真数据图，由模拟结果可知，该伪Doherty式自输入控制的负载调制平衡类功率放大器，在1.8GHz-3.8GHz宽频带范围内实现了10dB的高效率功率回退，带宽明显优于 Doherty功放，功率回退范围明显大于之前的自输入控制的负载调制类功放。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。