阅读说明：本技术 一种混合励磁磁通切换电机无位置传感器复合控制方法 (Position-sensorless compound control method for hybrid excitation flux switching motor ) 是由 张蔚 王家乐 杨泽贤 任鸿雷 翟良冠 于 2020-07-03 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种混合励磁磁通切换电机无位置传感器复合控制方法,在零低速域采用PHFVI估算电机转子速度和位置信息,用来解决启动以及低速运行问题,实现了该电机启动及稳定运行,且系统启动速度快、转子位置估计误差小；在中高速运行时,相较于传统的定子电流MRAS算法,改进型MRAS算法改善了转子位置误差大、转矩脉动大和重载性能不足的问题；为了实现改进型MRAS和PHFVI之间的平滑切换,采用加权平均值复合控制,去实现两种方法在转子位置观测上的平滑过渡,且过渡过程响应时间快,转子速度和位置抖动小。(The invention discloses a position-sensorless compound control method for a hybrid excitation flux switching motor, which adopts PHFVI to estimate the speed and position information of a motor rotor in a zero low-speed domain, is used for solving the problems of starting and low-speed operation, realizes the starting and stable operation of the motor, and has high system starting speed and small estimation error of the rotor position; during medium and high speed operation, compared with the traditional stator current MRAS algorithm, the improved MRAS algorithm improves the problems of large rotor position error, large torque pulsation and insufficient heavy load performance; in order to realize smooth switching between the improved MRAS and the PHFVI, the weighted average composite control is adopted to realize smooth transition of the two methods on the rotor position observation, and the transition process has short response time and small rotor speed and position jitter.)

一种混合励磁磁通切换电机无位置传感器复合控制方法

技术领域

本发明涉及一种电机控制方法，尤其涉及一种混合励磁磁通切换电机控制方法。

背景技术

混合励磁磁通切换电机因具有功率密度高、转矩性能优良、易于维护等优点，在伺服系统、工业控制和风力发电等领域获得了广泛的应用。现在很多混合励磁磁通切换电机都采用无位置传感器的矢量控制方式，虽然降低了电机成本和安装难度，提高了系统的可靠性，但是无位置传感器的控制方式也存在一定的局限性。

无位置传感器常用的有脉振高频电压注入、滑模观测器、反电势积分器等几种算法，其中，脉振高频电压注入适用于电机零速和低速的控制运行，低速运行时由于算法中采用较多滤波器，导致转子位置和速度产生滞后，动态响应慢，实时跟踪性变差。滑模观测器和反电势积分器算法均是基于电机模型计算电机反电势，检测电机转速和转自位置角的，因而当电机高速运行时，这两种控制方法稳定性高，响应迅速，系统鲁棒性强，不过当电机零速和低速时，由于电机反电势较低，不能准确估算转子位置，导致电机零速时无法启动，低速时控制效果不佳。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提出一种能够实现混合励磁磁通切换电机宽速度范围内的无传感器控制。

技术方案：一种混合励磁磁通切换电机无位置传感器复合控制方法，包含以下步骤：

根据复合控制计算后输出的转速值

将控制过程分为：第一阶段，当转速时，为零低速阶段，

为转速上限值；第二阶段，当转速

时，为过渡阶段，

为转速下限值；第三阶段，当转速

时，为中高速阶段；

其中，零低速阶段采用脉振高频电压注入法来检测转速和转子位置；过渡阶段采用加权平均值算法来检测转速和转子位置；中高速阶段采用引入励磁绕组的改进型模型参考自适应算法估算转速和转子位置。

进一步的，分别取值为额定转速的10％和15％。

进一步的，所述零低速阶段检测转速和转子位置包括以下具体步骤：

步骤1：在d轴上叠加一个高频电压激励，然后检测电机中所产生的对应高频响应电流

步骤2：通过低通滤波器后，得到零低速阶段转子位置估算观测器的输入信号即：

如果混合励磁磁通切换电机的转子位置估计误差值小于30°，则可以把所述输入信号

线性化，即：

其中：L＝(L_d+L_q)/2，ΔL＝(L_d-L_q)/2；V_inj为注入的高频电压的幅值，ω_h为注入的高频电压的角速度，L_d为直轴电感，L_q为交轴电感，为转子估计误差角，t为时间；LPF表示低通滤波器；L为平均电感，ΔL为半差电感；

如果调节

为零，则电机的转子位置估计误差值也为零，即转子位置估计值收敛到转子位置实际值；将

作为位置观测器比例积分器的输入，得到估计的转子角速度，对估计转子角速度进行积分得到估计转子位置。

进一步的，过渡阶段检测转速和转子位置包括以下具体步骤：

其中，

为零低速阶段的转子位置估计角，

为中高速阶段的转子位置估计角；为零低速阶段的估计转速，为中高速阶段的估计转速；σ为加权因子。

进一步的，所述中高速阶段中估算转速和转子位置

包括以下具体步骤：

其中：K_p、K_i分别为比例和积分系数，s表示复变量，i_q、i_d分别为交直轴电流，

分别为交直轴估计电流，ψ_m为永磁体磁链，M_f为励磁绕组和电枢绕组相互作用生成的互感幅值，i_f、分别为励磁电流和估计励磁电流，L_q、L_d分别为交直轴电感；λ为中间常量，L_f为励磁绕组的电感。

有益效果：本发明的一种混合励磁磁通切换电机无位置传感器复合控制方法混合励磁磁通切换电机，在零低速域采用PHFVI估算电机转子速度和位置信息，用来解决启动以及低速运行问题，实现了该电机启动及稳定运行，且系统启动速度快、转子位置估计误差小；在中高速运行时，相较于传统的定子电流MRAS算法，改进型MRAS算法改善了转子位置误差大、转矩脉动大和重载性能不足的问题；为了实现改进型MRAS是否和PHFVI之间的平滑切换，采用加权平均值控制策略，去实现两种方法在转子位置观测上的平滑过渡，且过渡过程响应时间快，转子速度和位置抖动小。

附图说明

图1是本发明实施例提供的混合励磁磁通切换电机无位置传感器复合控制方法的控制框图；

图2是本发明实施例的PHFVI控制系统估计转子位置的控制框图；

图3是本发明实施例的加权系数随转速的变化示意图；

图4是本发明实施例提供的PHFVI切换到改进型MRAS的转速和转子位置波形图；其中a)为实际转速与估计转速波形图，b)为实际与估计转子位置角波形图；

图5是本发明实施例提供的改进型MRAS切换到PHFVI的转速和转子位置示意图；其中a)为实际转速与估计转速波形图，b)为实际与估计转子位置角波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

如图1所示，一种混合励磁磁通切换电机无位置传感器复合控制方法，包含以下步骤：

根据复合控制计算后输出的转速值

将控制过程分为：第一阶段，当转速

时，为零低速阶段；第二阶段，当转速时，为过渡阶段；第三阶段，当转速

时，为中高速阶段。为转速上限值、为转速下限值；分别取值为额定转速的10％和15％。

其中，零低速阶段采用脉振高频电压注入法(PHFVI)来检测转速和转子位置，具体为：

步骤1：在d轴上叠加一个高频电压激励，然后检测电机中所产生的对应高频响应电流

步骤2：通过低通滤波器(Low Pass Filter，简称LPF)后，得到PHFVI转子位置估算观测器的输入信号即：

如果混合励磁磁通切换电机的转子位置估计误差值小于30°，则可以把所述输入信号线性化，即：

其中：L＝(L_d+L_q)/2，ΔL＝(L_d-L_q)/2；V_inj为注入的高频电压的幅值，ω_h为注入的高频电压的角速度，L_d为直轴电感，L_q为交轴电感，

为转子估计误差角，t为时间；LPF表示低通滤波器；L为平均电感，ΔL为半差电感；

如果调节为零，则电机的转子位置估计误差值也为零，即转子位置估计值收敛到转子位置实际值，将

作为位置观测器比例积分器的输入，得到估计的转子角速度，对估计转子角速度进行积分得到估计转子位置。

过渡阶段采用加权平均值算法来检测转速

和转子位置

具体为：

其中，

为PHFVI的转子位置估计角，为改进型MRAS算法的转子位置估计角；

为PHFVI的估计转速，

为改进型MRAS算法的估计转速；σ为加权因子。

中高速阶段采用引入励磁绕组的改进型模型参考自适应(MRAS)算法估算转速和转子位置

具体为：

步骤S41：改进MRAS可调模型与参考模型的确定。

混合励磁磁通切换电机在dq旋转坐标轴中的电压方程为：

式中，u_d、u_q分别为dq轴电压；i_d、i_q分别为dq轴电流；L_d、L_q分别为dq轴电感；ψ_d、ψ_q分别为dq轴磁链，w_e为转速；M_f为励磁绕组和电枢绕组相互作用生成的互感幅值；i_f为励磁绕组电流；u_f为励磁绕组电压；R_f为励磁绕组电阻；ψ_m为永磁体磁链；L_f为励磁绕组电感；R_s为定子电阻。

为了方便分析，将式(5)写为电流方程形式：

式(6)变换为：

令

则式(7)可以变换为式(8)。

令

式(8)可以整理为式(9)。

将式(9)写成状态空间模型：

其中：

式(10)中的状态矩阵方程包含该电机的转速度信息，因此，将式(10)作为参考模型，ω_e为待辨识的可调参数。

将式(9)以估计值的形式的表示为可调模型式(11)。

式中，分别为dq轴估计电流；

为估计励磁绕组电流；

为估计转速。

定义广义误差：

式(9)减式(11)，可以得到：

在广义误差下，控制系统的状态空间模型可简化为：

其中：

然后，由式(14)建立的误差系统可以表示为状态方程形式式(15)。

式中，

步骤S42：改进MRAS参考自适应律的确定。

根据Popov不等式，可以得到：

MRAS参数估算普遍采用简单的比例积分形式，这里将表示为：

为转速估算的初始值。

将式(17)带入到式(16)，得到：

需要使得

得满足式(19)和式(20)。

对于不等式(20)构造一个函数f(t)满足：

其中k是大于0的，将式(21)带入到式(18)可以得到式(22)。

对式(19)和(20)两个式子求导，然后结合第一个式子，可得到式(23)：

对于式(18)，如果有被积函数为证，则不等式成立，得到(24)。

将式(24)带入式(20)可得到：

因此，η₁(0,t₁)得到证明。

将F₁(y,t,τ)和F₂(y,t)带入到式(17)，可以得到式(26)。

式(26)中：

所以最后得到的转速估计公式为式(28)。

其中：K_p、K_i分别为比例和积分系数，s表示复变量，i_q、i_d分别为交直轴电流，分别为交直轴估计电流，ψ_m为永磁体磁链，M_f为励磁绕组和电枢绕组相互作用生成的互感幅值，i_f、分别为励磁电流和估计励磁电流，L_q、L_d分别为交直轴电感；λ为中间常量，L_f为励磁绕组的电感。

根据式(28)得到的

即中高速阶段中转子位置

式(28)里面K_p和K_i都是大于零的数，转子的位置角可由速度积分获得。

根据式(29)得到的

即中高速阶段中估算转速

根据图1所示控制框图，在MATLAB/Simulink环境下搭建混合励磁磁通切换电机无位置传感器复合控制系统仿真模型，选用电机参数如下：额定功率600W，额定转速750rpm，极对数14，永磁磁链幅值0.0678Wb，电枢绕组电阻2.32Ω，交直轴电感分别为22.6mH、23mH。在上述条件下，针对PHFVI和改进型MRAS算法两者之间速度切换区间设定，经过多次仿真测验，并结合混合励磁磁通切换电机参数设计加权区间为80r/min-120r/min，即

然后，对两者之间来回速度切换进行了仿真测试。如图4和5所示，I表示为PHFVI单独控制运行，Ⅱ表示为改进型MRAS算法单独控制运行，Ⅲ表示为PHFVI和改进型MRAS算法加权切换控制运行。从图4和图5可以看出，无论是PHFVI和改进型MRAS算法单独控制运行，还是两种算法加权平均值切换控制，混合励磁磁通切换电机的转子估算转速都能迅速地跟踪到突变后的实际转速，结果表明该控制策略可以实现混合励磁磁通切换电机无位置传感器复合控制运行，且转速抖动小，响应快。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。