阅读说明：本技术 开关电源及其改进 (Switching power supply and improvements thereof ) 是由 黄新年 于 2016-05-03 设计创作，主要内容包括：本发明针对开关电源及其改进。根据一个实施方式,提供了开关电源。该开关电源包括：第一电源级,其形成中间调节电压；以及第二电源级,其配置成接受中间调节电压并配置为形成调节输出电压,其中当电源启动时中间电压被设置到初始目标电平,以及其中中间调节电压在电源的稳态操作期间被设置到第二目标电平。(The present invention is directed to switching power supplies and improvements thereto. According to one embodiment, a switching power supply is provided. The switching power supply includes: a first power stage forming an intermediate regulated voltage; and a second power supply stage configured to accept the intermediate regulated voltage and configured to form a regulated output voltage, wherein the intermediate voltage is set to an initial target level when the power supply is started, and wherein the intermediate regulated voltage is set to a second target level during steady state operation of the power supply.)

开关电源及其改进

本申请是2016年05月03日提交的题为“开关电源及其改进”的中国专利申请CN201610285381.1的分案申请。

技术领域

本发明涉及开关电源的领域。

背景技术

离线电源(off-line power supply)从交流(AC)源接收电能，并提供可用于给负载供电的电压调节直流(DC)输出。示例性离线电源包括功率因数校正(PFC)级和DC到DC转换器级。PFC级接收AC输入信号、执行整流并维持基本与AC电压同相的从AC源抽取的电流，使得电源表现为对AC源的电阻性负载。DC到DC转换器级接收PFC级的整流输出并产生可用于给负载供电的电压调节DC输出。与DC到DC级的输出相比，PFC级的整流输出一般在更高电压下并被更宽松地调节。

期望提供改进的开关电源。

发明内容

本发明针对开关电源及其改进。根据一个实施方式，提供了开关电源。该开关电源包括：第一电源级，其形成中间调节电压；以及第二电源级，其配置成接受中间调节电压并配置成形成调节输出电压，其中当电源启动时中间电压被设置到初始目标电平，以及其中在电源的稳态操作期间中间调节电压被设置到第二目标电平。

初始目标电平可以高于第二目标电平。中间电压可在轻负载状态下被设置到第三目标电平。第三目标电平可以低于第二目标电平。第二目标电平可以是大约380伏DC。第一电源级可以是功率因数校正级，且第二电源级可以是DC到DC转换器级。可通过从反馈电压节点抽取电流来达到初始目标电平。开关电流源可耦合到反馈电压节点。可通过比较软启动电压斜坡与参考电压来控制开关电流源，且当软启动电压斜坡达到参考电平时，开关电流源可被禁用。

根据另一实施方式，提供了开关电源。该开关电源包括具有控制器电路的电源级，控制器电路包括电压调节器，其中在开关电源的启动阶段期间，电压调节器形成用于给控制器电路供电的第一调节输出，以及其中在启动阶段之后，第一调节输出耦合到第二电压源，第二电压源被调节在比第一调节输出高的电平处，从而禁用电压调节器。

第一调节输出可经由二极管耦合到第二电压源。控制器电路可控制在用于产生第二电压源的电源中的切换。第二电压源可在启动阶段之后为控制器电路提供电能。开关电源还可包括形成中间调节电压的功率因数校正(PFC)级。电源级可包括DC到DC转换器。DC到DC转换器可配置成接受中间调节电压。DC到DC转换器的输出可包括第二电压源。电压调节器可从PFC级接收电能。PFC级可包括主电感器。可通过在第二电感器中感生的电流将电能提供到电压调节器，第二电感器感应地耦合到主电感器。

根据另一实施方式，提供了开关电源。该开关电源包括具有控制器电路的电源级，控制器电路在启动阶段期间从电容器接收电能，其中电容器经由晶体管开关由整流交流(AC)信号充电，且控制器电路包括电压调节器，其中控制器电路在启动阶段之后从电压调节器接收电能。

晶体管开关可最初被闭合。电容器可被充电到初始电压电平，且当初始电压电平被达到时，晶体管开关可被断开。在启动阶段期间，控制器电路可控制在电源级中的切换以形成调节电压。如果在电容器上的电压电平落在阈值之下，切换可停止。当电压接近阈值时，晶体管开关可被闭合以便给电容器充电并禁止在电容器上的电压达到阈值，从而防止切换被停止。

电源级可包括形成中间调节电压的功率因数校正(PFC)级。开关电源还可包括DC到DC转换器。DC到DC转换器可配置成接受中间调节电压。DC到DC转换器的输出可向电压调节器提供电能。初始电压电平可以是大约15.3到15.5伏，且阈值可以是大约10.0伏。当在电容器上的电压达到11.0伏时，晶体管开关可被闭合。晶体管开关可以是耗尽模式MOSFET。

根据一个实施方式，提供了开关电源。该开关电源包括：形成中间调节电压的第一电源级，第一电源级包括用于控制在用于形成中间调节电压的第一电源级中的切换的第一控制器电路，其中当电源启动时中间电压被设置到初始目标电平，以及其中在电源的稳态操作期间中间调节电压被设置到第二目标电平，以及其中控制器电路在启动阶段期间从电容器接收电能，其中电容器最初经由晶体管开关由整流交流(AC)信号充电，以及其中晶体管开关闭合，除非在电容器上的电压接近阈值；以及配置成接受中间调节电压并配置成形成电源输出电压的第二电源级，第二电源级包括用于控制在第二电源级中的切换的控制器电路，且第二电源级的控制器电路包括电压调节器，其中在开关电源的启动阶段期间，电压调节器形成用于给第二电源级的控制器电路供电的第一调节输出，以及其中在启动阶段之后，第一调节输出耦合到电源输出电压，电源输出电压被调节在比第一调节输出更高的电平处，从而禁用电压调节器。

根据另一实施方式，提供了开关电源。开关电源包括：形成中间调节电压的第一电源级；以及配置成接受中间调节电压并配置成形成调节输出电压的第二电源级。第一电源级监控表示在中间调节电压与中间调节电压的期望电平之间的差异的误差信号以检测轻负载状态。当误差信号落在第一阈值之下时，第一电源级进入第一功率节省模式，在第一电源级中的开关频率在第一功率节省模式中降低。当误差信号落在第二阈值之下时，第一电源级进入第二功率节省模式，在第二功率节省模式中在第一电源级中的切换以突发被执行。

向第一电源级提供操作电能的偏压电路可提供在第二功率节省模式中的开关突发之间的减小的电流。误差信号可表示被提供到第一电源级的输入功率。开关频率可在第一功率节省模式中从67.5kHz降低到50kHz。第一电源级可保持在第一功率节省模式中，直到误差信号上升为高于第一阈值一个滞后余量为止。第二阈值可以低于第一阈值。当误差信号保持在第二阈值之下时，在第一电源级中的切换被停止。开关电源可包括将控制信号从第一电源级提供到第二电源级的光耦合器，控制信号用于启用和禁用在第二电源级中的切换。在光耦合器中的电流可禁用在第二电源中的切换，且在光耦合器中的电流的缺乏可启用在第二电源级中的切换。

根据另一实施方式，提供了开关电源。该开关电源包括：形成中间调节电压的第一电源级；以及配置成接受中间调节电压并配置成形成调节输出电压的第二电源级。表示第二电源级的输出电流的信号被监控以检测轻负载状态。表示第二电源级的输出电流的信号还被监控以检测过电流状态。

当检测到轻负载状态时，第二电源级可进入功率节省模式，其中切换以突发被执行。可在功率节省操作模式中监控表示第二电源级的输出电压的反馈信号，且当反馈信号落在阈值之下时，切换可被启用，直到反馈信号上升为高于阈值一个滞后余量为止。可在功率节省模式中以恒定的开关频率执行在第二电源级中的切换。当不在功率节省模式中时，可根据频率调制来执行在第二电源级中的切换。在功率节省模式中，可通过改变与突发之间的时段相比的开关突发的持续时间来调节所述输出电压。恒定开关频率可以是用户可选择的。恒定开关频率可以是用户通过参考电压可选择的。表示第二电源级的输出电流的信号可穿过对输出电流取平均并检测轻负载状态的第一路径。表示第二电源级的输出电流的信号可穿过用于过电流保护的第二路径。用于表示第二电源级的输出电流的信号的路径可具有用于频率补偿的用户可选择的第一极和用户可选择的第二极。进入功率节省模式所需的输出电流的电平可以是用户可选择的。

在本文描述这些和其它实施方式。

附图说明

关于本发明的特定示例性实施方式且相应地参考附图描述了本发明，其中：

图1示出了根据本发明的实施方式的两级离线电源的方框示意图；

图2示出了根据本发明的实施方式的功率因数校正电路的示意图；

图3示出了根据本发明的实施方式的功率因数校正电路的控制器的方框示意图；

图4(包括图4A、4B、4C和4D)示出了根据本发明的实施方式的PFC转换器和PFC控制器的详细示意图；

图5示出了根据本发明的实施方式的谐振开关转换器的示意图；

图6示出了根据本发明的实施方式的电源控制器的电压调节器；

图7(包括图7A、7B、7C和7D)示出了根据本发明的实施方式的DC到DC转换器和DC到DC转换器控制器的详细示意图；

图8(包括图8A、8B、8C和8D)示出了根据本发明的实施方式的DC到DC转换器变压器电路的示意图；以及

图9示出了根据本发明的实施方式的用于激活欠压锁定开关的电路的示意图。

具体实施方式

本发明针对改进的开关电源。根据本发明的实施方式，提供了改进的辅助电源。开关电源的DC输出可用作用于为开关电源的控制电路提供电能的辅助电源。例如在离线两级开关电源中，DC到DC转换器级的一个或多个辅助DC输出可向PFC级的控制电路和DC到DC转换器级的控制电路提供电能。

当开关电源启动时，在DC输出可用作辅助电源之前，PFC级需要产生它的整流输出电压V_DC，且DC到DC转换器需要产生该DC输出。在DC到DC转换器级的DC输出可用于提供辅助电能之前的启动期期间，可由耦合到PFC主电感器的电感器来提供辅助电能。具体地，在PFC级中的切换开始时，通过PFC主电感器的开关电流可用于感生在可用于产生辅助电能的所耦合的电感器中的电流。然而在一些实例中，在PFC级中的切换可能过早地停止。例如，当施加到PFC级的AC输入电压出乎意料地高时，这可能使PFC级在由所耦合的电感器产生足够的辅助电能之前就停止切换。如果AC输入高于为PFC级的DC输出设置的目标电平，可能发生这种情形。因而产生的缺乏辅助电能的情形可使整个开关功率转换器关闭。例如，在PFC输出级的目标电平是380伏且AC输入电压高于380伏的情形，这可导致开关电源不能开始操作。

根据本发明的一个实施方式，PFC级输出的目标电平V_DC被临时设置到高于其稳态目标电平的电平。例如，PFC级输出的稳态目标电平可以是380伏DC。在开关电源启动时，目标电平可被设置到高于380伏的升高的电平。例如，初始的升高的电平可以是440伏。如果AC输入电压高于380伏DC但低于440伏DC，则开关电源可被预期成功地开始操作。升高的目标电平优选地被设置到高于AC输入电压的预期范围的电平。一旦电源启动并运行，PFC输出的目标电平就可返回到其稳态电平。在这个例子中，电平可返回到380伏。

如上所述，可对两个不同的目标电平配置PFC级输出：一个用于启动电源而一个用于稳态操作。在另一实施方式中，可对一个或多个额外的目标电平配置PFC级。例如在轻负载状态下，如果PFC级的输出电压电平被向下调节，它可更有效地操作。例如，对于轻负载状态，可对低于第一目标电平的第三目标电平配置PFC。当稳态目标电平是380伏DC时，这也可以是“全负载”状态的目标电平。然而，在轻负载状态下，目标电平可降低到大约342伏DC。

根据本发明的实施方式，给开关电源的功率因数校正(PFC)级提供功率节省操作模式。在轻负载状态下进入功率节省操作模式。可通过监控信号VEAO来感测轻负载状态，VEAO是表示在输出电压的实际电平V_DC和输出电压的期望电平之间的差异的误差信号。因此，VEAO的电平也可表示到PFC级的输入功率。在PFC级的第一功率节省操作模式中，PFC级的开关频率降低(例如从67.5kHz到30kHz)。在PFC级的第二功率节省操作模式中，PFC级进入“突发(burst)”或“急冲(kick)”操作模式，其中在切换的突发之间,停止切换。此外，当切换在第二功率节省操作模式中停止时，向PFC级供应操作电能的偏压电路可向PFC级的控制器电路提供减小的电流。当VEAO的电平落在第一阈值(例如0.75伏)之下时，优选地进入第一功率节省操作模式。PFC级优选地停留在第一功率节省操作模式中，除非VEAO的电平上升为高于第一阈值一个滞后余量(例如0.25伏)。当VEAO的电平落在低于第一阈值的第二阈值(例如0.5伏)之下时，优选地进入第二功率节省操作模式。

当VEAO的电平落在第二阈值之下时，切换停止，直到VEAO的电平升高到第二阈值之上；因此，当VEAO的电平上升到第二阈值之上和落在第二阈值之下时，切换以突发被执行。

根据本发明的一个实施方式，给开关电源的DC到DC转换器级提供功率节省操作模式。在轻负载状态下进入DC到DC转换器级的功率节省操作模式。可通过监控信号IPLIMIT来感测轻负载状态，该信号IPLIMIT表示DC到DC转换器级的输出电流。IPLIMIT的即时电平表示DC到DC级的输出电流，而IPLIMIT的平均电平表示DC到DC级的输出功率。IPLIMIT的即时电平优选地被监控以检测过电流状态，而IPLIMIT的平均电平也被监控以检测轻负载状态。

在DC到DC转换器级的功率节省操作模式中，DC到DC转换器“突发”或“急冲”操作模式被启用。当在急冲模式中，表示DC到DC转换器级的输出电压的反馈信号VFB落在阈值(例如2.495伏)之下，DC到DC转换器级的切换被启用。当反馈信号上升为高于该阈值一个滞后余量(例如0.01伏)时，则切换被禁用；因此，当VFB的电平上升到阈值之上和落在阈值之下时，切换以突发被执行。此外，当DC到DC转换器不在急冲模式中时，优选地使用频率调制来调节输出电压。当DC到DC转换器在急冲模式中时，在开关突发期间，开关频率优选地保持恒定。因此，通过改变开关突发的持续时间(相比于当切换停止时在突发之间的时段)来调节输出电压。当DC到DC转换器级在急冲模式中时，在开关突发期间使用的恒定开关频率优选地是用户可选择的。例如，在DC到DC转换器级是谐振转换器的情况下，急冲模式开关频率可被设置在：谐振频率；谐振频率的两倍；或谐振频率的三倍。

图1示出根据本发明的一个实施方式的两级离线电源100的方框示意图。如图1所示，功率因数校正(PFC)级102具有耦合到交流(AC)源V_AC的输入。PFC级102对AC输入信号执行整流并维持基本与AC电压同相的从AC源抽取的电流，使得电源100表现为对AC源的电阻性负载。

PFC级102产生宽松地调节的电压V_DC，其作为输入被提供到DC到DC转换器104。使用输入V_DC，DC到DC转换器级104产生电压调节DC输出V_O，其可用于给负载供电。相比于DC到DC转换器级104的输出V_O，V_DC的电平优选地在更高电压处并被更宽松地调节。PFC级102的输出V_DC的标称电平可以是例如大约380伏DC，而DC到DC转换器级104的电压调节的输出V_O可以是例如大约12.0伏DC。

图2示出了根据本发明的一个实施方式的功率因数校正(PFC)电路102的示意图。交流(AC)输入源V_AC耦合到桥整流器106的输入端子。整流输入电压信号Vrect在整流器106的第一输出端子处形成并耦合到主PFC电感器L_A的第一端子和电阻器R_AC的第一端子。电感器L_A的第二端子耦合到晶体管开关Q_A的第一端子和晶体管开关Q_B的第一端子。开关Q_B的第二端子耦合到输出电容器C_A的第一端子。开关Q_A的第二端子和电容器C_A的第二端子耦合到接地节点。

电阻器R_AC的第二端子耦合到PFC开关控制器108的电压感测输入。表示整流输入电压Vrect的电压感测电流信号I_AC流经电阻器R_AC并由控制器108接收。桥整流器106的第二输出端子耦合到控制器108的电流感测输入和电阻器Rsense的第一端子。电阻器Rsense的第二端子耦合到接地节点。表示输入到功率因数校正电路102的电流的信号Isense由控制器108接收。

输出电压感测信号VFB由具有第一端子和第二端子的电阻器R_A形成,该第一端子耦合到输出电压V_DC，该第二端子耦合到电阻器R_B的第一端子。电阻器R_B的第二端子可耦合到接地节点。电阻器R_A和R_B形成分压器，其中信号VFB在电阻器R_A和R_B之间的节点处形成。信号VFB表示输出电压V_DC。

PFC开关控制器108产生信号PFC_OUT，其控制开关Q_A和Q_B的断开和闭合以便调节中间输出电压V_DC，同时维持输入电流与输入电压V_AC同相。为了完成此，控制器108使用信号VFB以及输入电流和电压感测信号I_AC和Isense。开关Q_A和Q_B***作，使得当一个断开时，另一个闭合。

电感器L₁感应耦合到主PFC电感器L_A。如上所述，开关Q_A和Q_B的操作使电流在电感器L_A中流动。这也在电容器L₁中感生出电流。这个感生电流由二极管D₁和D₂整流并给电容器C₂₁、C₂₂、C₂₃和C₂₄充电以形成DC辅助电源电压Vaux1。齐纳二极管D₂₃将Vaux1限制到例如35伏的最大电平。辅助电源电压Vaux1可提供电能以操作电源的电路，例如DC到DC转换器级104的控制器。

图3根据本发明的一个实施方式更详细地示出了PFC开关控制器108的示意框图。在控制器108内，信号VFB耦合到跨导误差放大器GMv的第一输入端子。误差放大器GMv的第二输入耦合到表示输出电压V_DC的期望电平的参考电压。这个参考电压可以是2.25伏或2.5伏，取决于比较器PIN的输出电平。误差放大器GMv的输出形成信号VEAO，其为表示在输出电压V_DC的实际电平与输出电压的期望电平之间的差异的误差信号。如图3所示，误差信号VEAO在补偿电路114处形成。

在实施方式中，2.5伏的参考电压对应于PFC输出V_DC的380伏DC的目标电平，而2.25伏的参考电压对应于PFC输出V_DC的342伏DC的目标电平。显然，可例如通过改变参考电压电平来选择不同的电平。

如图3所示，在跨导误差放大器GMv的第一输入端子处的反馈信号VFB也耦合到可控制或开关电流源。更具体地，反馈信号VFB耦合到开关S₁的第一端子。开关S₁的第二端子耦合到电流源I₁的第一端子。电流源I₁的第二端子耦合到接地节点。当开关S₁闭合时，电流穿过电流源I₁，其降低VFB的电压电平。这个电压降是由于将电流引过反馈电阻器R_A(图2)而引起的。作为结果，PFC输出V_DC的目标电平增加。电流源I₁可在电源启动时被激活并在稳态操作期间被去激活。

开关S₁可由结合图4更详细描述的信号BF激活。信号BF优选地闭合开关S₁，并从而在电源启动时激活电流源I₁。信号BF还优选地断开开关S₁，并从而在电源的稳态操作期间禁用电流源I₁。

在一个实施方式中，V_DC的目标电平在启动期间增加到440伏。在这个例子中，R_A可以是6.0兆欧姆，而电流源I₁可以是10微安；在这种情况下，对V_DC的增加是60伏(6.0MΩX10uA＝60伏)。显然，可选择V_DC的不同电平。例如，可选择R_A和I₁的不同值。作为另一特定的例子，R_A可被设置到20MΩ，使得对V_DC的增加是200伏(20.0MΩX 10uA＝200伏)；在这种情况下，V_DC的初始目标电平可以是580伏(380伏+200伏＝580伏)。

比较器PIN根据误差信号VEAO的电平确定PFC电路102是在轻负载状态还是重负载状态(即除了轻负载以外的负载状态)下操作。当误差信号VEAO的电平小于2.0伏时，这指示轻负载状态；在这种情况下，比较器PIN的输出是逻辑低电压。如果误差信号VEAO的电平然后超过2.5伏，则这指示重负载状态；在这种情况下，比较器PIN的输出改变到逻辑高电压。如果误差信号VEAO的电平然后落在2.0伏之下，则这再次指示轻负载状态；在这种情况下，比较器PIN的输出回到逻辑低电压。因此，比较器PIN优选地在具有滞后的情况下操作以禁止其输出在负载中的轻微变化下转变。比较器PIN的输出是被标记为“重负载”的信号。以这种方式，可通过监控在V_DC的电平中的变化来确定负载的状态。更具体地，可通过监控误差信号VEAO来确定负载的状态。

当比较器PIN的输出是逻辑高电压(重负载)时，耦合到误差放大器GMv的参考电压是2.5伏，这使输出电压V_DC被调节在大约380伏DC处。当比较器PIN的输出是逻辑低电压(轻负载)时，耦合到误差放大器GMv的参考电压优选地是2.25伏，这使输出电压V_DC被调节在大约342伏DC处。因此，取决于负载，由PFC级102调节的V_DC的电平可以是不同的。

增益调制块116接收误差信号VEAO以及信号IAC和用于产生调制误差信号Imul的信号VRMS。在上面描述了信号VEAO和IAC。信号VRMS表示AC线电压的电平并用于如果AC线电压在延长的一段时间期间太低(即在“灯火管制”状态下),通过逐渐拉低误差信号VEAO的电平来禁止在PFC级102中的切换。

增益调制块116的输出耦合到跨导放大器GMi的第一输入端子和电阻器Rmul1的第一端子。电阻器Rmul1的第二端子耦合来接收信号Isense。电阻器Rmul2的第一端子耦合到放大器GMi的第二输入端子。电阻器Rmul2的第二端子耦合到接地节点。

放大器GMi的输出耦合到补偿电路118。信号IEAO在放大器GMi的输出处形成。信号IEAO表示误差信号VEAO以及到PFC级的输入电压和电流。信号IEAO耦合到比较器PFCcomp的第一输入。斜坡发生器120的输出形成耦合到比较器PFCcomp的第二端子的斜坡信号PFCramp。斜坡发生器120的RTCT节点耦合到设置斜坡信号的频率的RTCT定时网络122。

比较器PFCcomp的输出耦合到驱动器/逻辑块124，其包括用于形成PFC开关信号PFCOUT的驱动器和逻辑电路元件。根据脉冲宽度调制(PWM)来产生PFC开关信号以调节PFC输出电压V_DC。显然，可以用其它方式并通过使用不同的电路布置来实现PFC功能和在PFC级102中的切换的控制。

信号IAC耦合到比较器ACcomp的第一输入，同时0.5伏的参考电压耦合到比较器ACcomp的第二输入。比较器Accomp在其输出处产生信号ACOFF，其指示输入电压是否落在最低阈值之下。逻辑126将信号ACOFF与在比较器PIN的输出处的信号进行组合以形成信号R轻负载(“记住轻负载”)。信号R轻负载是逻辑信号，其在信号IAC高于其最低阈值时指示信号的状态并每当如由比较器ACcomp检测到信号IAC落在它的最低阈值之下时保存它的状态。换句话说，逻辑126记住(通过保持信号R轻负载的状态)在AC输入信号失去时功率转换器100是在轻负载状态下还是在重负载状态下。

信号R轻负载用于调节施加到功率门比较器PGcomp的阈值电压的电平。更具体地，比较器PGcomp的第一输入耦合来接收反馈信号VFB。比较器PGcomp的第二输入耦合来接收2.3伏的第一参考电压，而第三输入耦合成接收第二参考电压。第二参考电压的电平根据信号R轻负载的电平而改变。更具体地，当在AC输入信号失去时R轻负载指示功率转换器100在重负载状态下时，参考电压PGTHL耦合到比较器的第三输入；而且当在AC输入信号失去时R轻负载指示功率转换器100在轻负载状态下时，参考电压PGTHL——150mV耦合到比较器的第三输入。PGTHL的电平可被设置到2.0伏,使得根据R轻负载的电平，第二参考电压是2.0或1.85伏。

比较器PGcomp的输出耦合到DC到DC转换器104(图3)以经由信号PGB(也在图3中示出)选择性地禁用在DC到DC转换器104中的切换。更具体地，在PFC级刚刚启动时，VFB的电平低并开始上升。当VFB的电平低于2.3伏时，PGB的电平是逻辑高电压，这使在DC到DC转换器中的切换被禁用。一旦VFB的电平超过第一参考电压的电平(例如2.3伏)，这就使PGB的电平改变到逻辑低电压，这使在DC到DC转换器中的切换被启用。然后对于再次改变到逻辑高电压的PGB的电平，VFB的电平需要落在第二参考电压的电平之下。第二参考电压的电平可以等于2.0伏(PGTHL)或1.85伏(PGTHL-150Mv)，取决于R轻负载的电平。

因此，在DC到DC转换器中的切换在不同的条件下被禁用，所述条件取决于在线电压失去时负载的状态。更具体地，当功率转换器100在重负载状态下操作时，VFB的电平被调节到2.5伏，且在比较器PGcomp处的第二参考电压是2.0伏。如果AC线电压之后失去，则VFB的电平将开始下降；在这种情况下，它将需要在比较器PGcomp的输出使信号PGB禁用在DC到DC转换器中的切换之前从2.5伏下降到2.0伏。然而，当功率转换器100在轻负载状态下操作时，VFB的电平被调节到2.25伏，且在比较器PGcomp处的第二参考电压可以是1.85伏。如果AC线电压之后失去，则VFB的电平将开始下降；在这种情况下，它将需要在比较器PGcomp的输出使信号PGB禁用在DC到DC转换器中的切换之前从2.25伏下降到1.85伏。以这种方式，在重负载状态下的功率损失的保持时间与在轻负载状态下的功率损失的保持时间被不同地控制。因为保持时间被不同地控制，电源在轻或重负载下操作的方式中的差异可被补偿，使得保持时间具有期望的持续时间。切换的禁用可被执行，使得保持时间对轻和重负载大致相同。这是因为在重负载状态下VFB的电平从2.5伏下降到2.0伏所需的时间被预期与在轻负载状态下VFB的电平从2.25伏下降到1.85伏所需的时间大致相同。可选地，切换的禁用可被执行，使得保持时间对于轻和重负载是不同的。

图4(包括图4A、4B、4C和4D)示出根据本发明的实施方式的PFC转换器和PFC控制器的详细示意图。图4示出在上面结合图3所述的可用于产生信号BF的电路。如图4所示，当开关电源启动时，通过用电流源I₂给电容器C₁₅充电来产生软启动信号ISOFT。更具体地，开关S₂和S₃最初被闭合。当参考电压Vref上升到预定电平时，开关S₂断开。当AC输入电压被检测到时，开关S₃断开。当开关S₂和S₃断开时，在电容器C₁₅两端的电压缓慢地上升。虽然在C₁₅两端的电压上升，但开关S₁由比较器DISBF保持闭合，比较器DISBF将PFC输出V_DC的目标电平设置到用于启动的其更高的初始电平(例如440伏DC)。当在电容器C₁₅两端的电压上升到7.5伏时，比较器DISBF断开开关S₁，其将PFC输出V_DC的目标电平设置到其更低的稳态电平(例如380伏DC)。比较器DISBF优选地具有滞后以便防止在信号BF中的振荡。

也在图4中示出第一“超轻负载”检测器/比较器136。比较器136接收信号VEAO和第一参考电压(例如0.75伏)作为输入。比较器136比较VEAO的电平与第一参考电压以进入PFC级的第一功率节省操作模式。在PFC级的第一功率节省操作模式中，PFC级的开关频率降低(例如从67.5kHz到30kHz)。因此如图4所示，比较器136的输出耦合到PFC控制器108的振荡器138。振荡器138基于来自比较器136的逻辑信号的电平来控制PFC级的开关频率。当VEAO的电平落在第一阈值(例如0.75伏)之下时，优选地进入第一功率节省操作模式。PFC级优选地停留在第一功率节省操作模式中，除非VEAO的电平上升为高于第一阈值一个滞后余量(例如0.25伏)。相应地，一旦VEAO的电平上升到1.0伏之上，PFC级就优选地离开第一功率节省模式。因此，比较器优选地在具有滞后的情况下比较VEAO的电平与参考电压。

也在图4中示出了第二“超轻负载”检测器/比较器140。比较器140接收信号VEAO和第二参考电压(例如0.50伏)作为输入。比较器140比较VEAO的电平与第二参考电压以进入PFC级的第二功率节省操作模式。在PFC级的第二功率节省操作模式中，PFC级进入“突发”或“急冲”操作模式，其中切换在切换的突发之间停止。因此，比较器140的输出耦合到PFC级的开关逻辑142以当VEAO的电平落在第二参考之下时禁用在PFC级中的切换。在第二功率节省模式中的突发的开关频率可以是与在第一功率节省模式中使用的相同的降低的频率(例如30kHz)。

此外，当切换在第二功率节省操作模式中停止时，向PFC级供应操作电能的偏压电路144可向PFC级控制器108的电路提供减小的电流。

当VEAO的电平落在低于第一阈值的第二阈值之下时，优选地进入第二功率节省操作模式。当VEAO的电平落在第二阈值之下时，切换停止，直到VEAO的电平上升到第二阈值之上时。因此，当VEAO的电平上升到第二阈值之上和落在第二阈值之下时，切换以突发被执行。

也在图4中示出了将控制信号CSS(也在图7中示出)从PFC级102提供到DC到DC转换器级104的光耦合器146。控制信号CSS响应于信号PGB(在本文讨论)而产生，以便启用或禁用在DC到DC转换器级104中的切换。当信号PGB被激活时，输出电流IPGB也被激活；在光耦合器146中的电流IPGB禁用在DC到DC转换器级104中的切换。相反，当信号PGB被去激活时，输出电流IPGB也被去激活；在光耦合器146中的电流IPGB的缺乏会启用在DC到DC转换器级104中的切换。

图5示出了根据本发明的实施方式的谐振开关转换器150的示意图。谐振开关转换器150可以例如被包括在图1的DC到DC转换器104中。参考图5，转换器150包括半桥开关逆变器，其包括一对串联连接的晶体管开关Q₁和Q₂。电源例如由PFC级102(图1)产生的输出V_DC耦合到晶体管开关Q₁的第一端子。晶体管开关Q₁的第二端子耦合到晶体管开关Q₂的第一端子以形成中间节点。晶体管开关Q₂的第二端子耦合到接地节点。每个晶体管Q₁和Q₂的控制端子耦合到控制器152。控制器152控制这对晶体管开关Q₁和Q₂的断开和闭合。当开关Q1闭合且开关Q2断开时，中间节点耦合到V_DC。这提高了在中间节点处的电压VIN。当开关Q₁断开且开关Q₂闭合时，中间节点耦合到地。这降低了在中间节点处的电压VIN。虽然图2示出半桥开关逆变器，它可用全桥开关逆变器代替。

能量存储元件耦合到中间节点。具体地，如图5所示，电感器L_r的第一端子耦合到中间节点。电感器L_r的第二端子耦合到电容器C_r的第一端子。能量存储元件L_r和C_r形成串联谐振回路。通过升高和降低在中间节点处的电压VIN来用能量给谐振回路充电。电容器C_r的第二端子耦合到变压器T₁的初级绕组的第一端子。变压器T₁的初级绕组的第二端子耦合到接地节点。变压器T₁的次级绕组的第一端子耦合到晶体管开关Q₃的第一端子。变压器T₁的次级绕组的第二端子耦合到晶体管开关Q₄的第一端子。晶体管开关Q₃的第二端子和晶体管开关Q₄的第二端子耦合到接地节点。每个晶体管开关Q₃和Q₄的控制端子耦合到控制器152。控制器152控制这对晶体管开关Q₃和Q₄的断开和闭合。

变压器T₁的次级绕组的中间抽头耦合到电容器C_O的第一端子。电容器C_O的第二端子耦合到接地节点。输出电压V_O在电容器C_O两端形成。负载154可耦合在电容器C_O两端以接收输出电压V_O。输出电压V_O或表示输出电压的电压经由反馈路径156被反馈到控制器152。

调节晶体管开关Q₁和Q₂的开关频率会调节谐振回路的阻抗，并因此调节被输送到负载154的功率的量。更具体地，降低开关频率倾向于增加被输送到负载154的功率。增加开关频率倾向于降低被输送到负载154的功率。通过经由反馈路径156监控输出电压V_O的电平，控制器152可调节开关频率以维持输出电压V_O恒定而不管负载154的功率要求的变化且不管输入V_DC的电平的变化。这被称为频率调制或FM调制。

当电能经由变压器T₁传递到负载154时，穿过变压器T₁的次级绕组的电流在方向上交替。晶体管开关Q₃和Q₄执行同步整流。这通过控制器154使晶体管开关Q₃和Q₄在适当的时间接通和断开使得电流只在一个方向上穿过每个开关Q₃和Q₄来实现。通常，当晶体管开关Q₄断开时，晶体管开关Q₃接通。类似地，当晶体管开关Q₃断开时，晶体管开关Q₄接通。同步整流确保电能被输送到负载154并防止反向电流，其可被反映到谐振回路。这样的反向电流可导致不想要的振荡、难处理的行为和设备故障。

如在本文所述的，耦合到主PFC电感器L_A的电感器L₁用于在启动期间产生辅助电能(见例如图2和4)。这个电能用于操作电源的控制电路，例如DC到DC转换器控制器152。根据本发明的另一方面，期望在启动之后禁止以这种方式抽取电能。这是合乎需要的，以便增加效率。更确切地，在稳态操作期间，期望从DC到DC转换器级104的辅助输出抽取电能，以便向电源的控制电路提供电能。

图6示出了根据本发明的一个实施方式的电源控制器的电压调节器。如图6所示，DC到DC转换器控制器152可包括电压调节器128，例如低压差调节器(LDO)。辅助电压Vaux1(图2)可耦合到调节器128的输入。调节器128在其输出130处产生电压调节输出信号VCCS。可在例如11.0伏的电平处调节VCCS。这个电压调节输出VCCS可用于将电能供应到控制器152的电路和电源的可能的其它电路。输出131(也被称为“V_O”)可作为电源的DC到DC转换器级104的辅助输出而产生。输出131的电平可被调节到例如12.0伏。DC到DC转换器状态104的调节输出131可通过肖特基二极管D₂₀耦合到电压调节器128的输出130。

在启动期间，用于控制电路108的电能可由调节器128(经由其VCCS输出)来提供。如图2和4所示，从主PFC电感器(经由信号Vaux1)得到启动电能。然而，一旦电源达到稳态，则DC到DC转换器级104就开始产生并调节其输出131。在例子中，调节器输出131的电平是12.0伏或更高，而VCCS的电平被调节在11.0处。一旦输出131的电平超过了调节器128的输出VCCS的电平一个二极管电压降(跨越二极管D₂₀)，则调节器128的输出130就被拉得比其已调节的电平高。这种状况自动关闭调节器128，使得它停止从Vaux1抽取电能。

在例子中，DC到DC转换器104的输出131被调节在12.0伏或更高，而调节器128提供11.0伏输出。一旦DC到DC转换器104的输出131超过11.5伏——其为高于11.0伏一个二极管电压降，这就禁止了调节器128的操作。

图7(包括图7A、7B、7C和7D)示出了根据本发明的一个实施方式的DC到DC转换器和DC到DC转换器控制器的详细示意图。图8(包括图8A、8B、8C和8D)示出了根据本发明的一个实施方式的DC到DC转换器变压器电路。图7和8示出了关于结合图6描述的电压调节器128和二极管D₂₀的布置的额外细节。

参考图8，来自PFC输出V_DC的能量通过DC到DC转换器级104的开关Q₁和Q₂的激活由DC到DC转换器级104转换成调节输出V_O。在变压器T1中的因而产生的电流产生辅助电压Vaux2。参考图4，这个辅助电压Vaux2可作为输入提供到PFC级控制器108(图2、3和4)的电压调节器132。电压调节器132在其输出处产生电压VCC。VCC的电平可以是例如15.3到15.5伏DC。

通过将AC源施加到电源的AC输入来激活电源。然后从将VCC充电到15.5伏的PFC级102的桥整流器110(图2和4)抽取电能。更具体地，来自桥整流器110的电流经由耗尽模式MOSFET M_UVLO并经由节点R+和电阻器140(图4所示)来给电容器C₁₄和C₆₀充电。MOSFET MUVLO优选地具有高击穿电压(例如800伏)。将电容器充电到15.5伏可花费例如100ms。一旦VCC达到15.5伏，欠压锁定(ULVO)信号就通过M_UVLO禁用电流路径并启用PFC控制器108以开始切换。PFC控制器108然后开始切换它的晶体管开关Q_A和Q_B(图2；图4示出二极管D3来代替Q_A)。这个切换动作开始将V_DC朝向它的初始目标电平(例如440伏)增加。当V_DC达到它的目标电平时，切换将继续，除非VCC的电平落在10.0伏之下。如果VCC落在10.0伏之下，则UVLO信号将禁用在PFC级中的切换。如图4所示，比较器134将VCC与15.5伏和10.0伏进行比较。当VCC落在10.0伏之下时，切换被禁用。这可导致电源不能开始操作，因为在切换再次开始之前，VCC的电平必须然后升高到15.5伏。根据本发明的实施方式，当VCC落在预定阈值例如11.0伏之下时，从桥整流器110(经图4所示的由节点R+和电阻器140)抽取电能的UVLO开关(在图4中的M_UVLO)被激活。M_UVLO的激活倾向于增加VCC，防止它落在将使UVLO信号禁止切换的电平。

图7和8另外示出了DC到DC转换器级104的功率节省操作模式的细节。更具体地，图7示出了表示DC到DC转换器级的输出电流的信号IPLIMIT被耦合到检测器/比较器160以检测轻负载状态。当IPLIMIT的电平落在阈值(例如50mV)之下时，这指示轻负载状态。这个阈值优选地例如通过激光微调可被选择到75mV、100mV或某个其它值。比较器160优选地在具有滞后的情况下起作用，以便在IPLIMIT的电平轻微波动时避免重复地启用和禁用功率节省操作模式。因此，当IPLIMIT的电平上升为高于阈值一个滞后余量时，这指示DC到DC转换器级不再在轻负载状态中。比较器160的输出耦合到急冲模式逻辑162，以便在这样的轻负载状态下启用“突发”或“急冲”操作模式。

此外，比较器164优选地在具有滞后的情况下比较反馈信号VFB与阈值(例如2.495伏)以在其输出处产生信号BURST，反馈信号VFB表示DC到DC转换器级的输出电压。因此，当“急冲”模式由比较器160启用且反馈信号VFB落在阈值(例如2.495伏)之下时，DC到DC转换器级的切换由比较器164和急冲模式逻辑162启用。由比较器164产生的信号BURST是活动的，且切换被启用。当反馈信号VFB上升为高于阈值一个滞后余量(例如0.01伏)时，信号BURST是不活动的，且切换被禁用。当VFB的电平落在阈值之下(且信号BURST被激活)并上升到阈值之上(且信号BURST被去激活)时，切换因此以突发被执行。

此外，当DC到DC转换器不在急冲模式中时，优选地使用频率调制来调节输出电压。当DC到DC转换器在急冲模式中时，开关频率优选地在开关突发期间保持恒定。因此，通过改变与当切换停止时在突发之间的时段(信号BURST是不活动的)相比的开关突发的持续时间(信号BURST是活动的)，来调节输出电压。

当DC到DC转换器级在急冲模式中时，在开关突发期间使用的恒定开关频率优选地是用户可选择的。这通过将参考电压耦合到DC到DC转换器控制器152的急冲输入来实现。例如，在DC到DC转换器级是谐振转换器的场合，可例如通过将1.5伏的参考电压耦合到急冲输入来将急冲模式开关频率设置在谐振频率处。可选地，可例如通过将2.0伏的参考电压耦合到急冲输入来将急冲模式开关频率设置在谐振频率的两倍处。仍然进一步地，可例如通过将2.5伏的参考电压耦合到急冲输入来将急冲模式开关频率设置在谐振频率的三倍处。显然，其他开关频率和参考电压也是可能的。

还在图7中示出了比较器166，其比较IPLIMIT的电平与参考电压(例如5.5伏)用于过电流保护。具体地，当IPLIMIT的电平高于这个阈值时，这指示过电流状态。在这种情况下，比较器166激活“故障”信号。故障信号可经由光耦合器168传递到PFC级102，在这种情况下，PFC级102可进入“闭锁”状态，其中切换停止。此外，IPLIMIT信号可耦合到放大器170。当IPLIMIT的电平超过参考电压(例如5.5伏)时，这减小在DC到DC转换器级104中的电流输出。

如上所述，当IPLIMIT落在低阈值(例如50mV)之下时，这指示轻负载状态，且DC到DC转换器级102可因此进入功率节省模式。可选地，上升到高阈值(例如5.5伏)之上，这指示过电流状态，且DC到DC转换器级102可因此限制其输出电流和/或关闭在PFC或DC到DC转换器级的任一个或两个中的切换。因此，同一信号IPLIMIT用于两个不同的功能：(1)用于检测用于进入功率节省模式的轻负载状态；以及(2)用于检测过电流状态。

DC到DC转换器级的输出电流倾向于是不稳定的。因此，期望平滑化或平均化用于感测轻负载状态的输出电流的电平。然而也期望感测用于检测过电流状态的即时输出电流。

图8示出了负载感测和峰值电流保护电路172。输出电流由产生信号IOUT的放大器174感测。信号IOUT穿过两个不同的路径以产生信号IPLIMIT。第一路径是经由放大器176，其为将输出电流取平均并检测轻负载状态的相对慢和小的电流路径。第二路径是经由放大器178和二极管180，其为用于过电流保护的相对快和大的电流路径。当信号IPLIMIT低于在二极管180两端的电压降时，保护功能被禁用；然而，当信号IPLIMIT高于二极管180的电压降时，保护功能优先于轻负载感测功能，因为由放大器178提供的电流比由放大器176提供的电流大得多。

电路172因此起DC到DC转换器的功率计的作用。在可选的实施方式中，可使用比较器来代替二极管180以当信号IPLIMIT低于阈值(例如0.5伏)时启用轻负载感测路径。

电容器C45提供用于信号IPLIMIT的频率补偿的第一极。补偿部件182包括电容器C67和电阻器R32及R56。电容器C67提供用于信号IPLIMIT的频率补偿的第二极。部件C45、C67、R32和R56的值被选择以为两个路径提供期望的频率响应并调节进入轻负载功率节省模式所需要的输出电流的电平。

图9示出了根据本发明的实施方式的用于激活M_UVLO的电路的示意图。这个电路可被包括在PFC控制器108(图4)中。如图9所示，比较器136比较VCC与阈值(例如11.0伏)。比较器136的输出被施加到逻辑“或”门138的第一输入。信号UVLO被施加到逻辑“或”门138的第二输入。逻辑“或”门138的输出被施加到晶体管开关M_UVLO。

当VCC低于10.0伏时，UVLO信号防止在PFC级中的切换，直到VCC上升到15.5伏为止。因此，如果VCC落在15.5伏，则M_UVLO被激活，这倾向于增加VCC并从而帮助防止VCC落在10.0伏之下。

如在本文所述的，在PFC级中的切换产生DC辅助电源电压Vaux1，其可由DC到DC转换器级104的控制器152的调节器128使用以产生VCCS。一旦VCCS上升到阈值例如11.0伏特且PGB的电平改变到逻辑低电压，DC到DC控制器152就开始操作。一旦DC到DC转换器开始操作，在变压器T1中的电流就产生辅助电压Vaux2。参考图4，这个辅助电压Vaux2可作为输入被提供到PFC级控制器108的电压调节器132。一旦VCCS上升到11.5伏之上，调节器128就被禁用。

本发明的前述详细描述为了说明的目的而被提供且并并非意在无遗漏的或将本发明限制到所公开的实施方式。相应地，本发明的范围由所附权利要求限定。