阅读说明：本技术 压力感测麦克风装置 (Pressure sensing microphone device ) 是由 V·钱德拉塞克兰 C·利勒隆 C·E·富尔斯特 M·沙扬 于 2018-12-31 设计创作，主要内容包括：本公开提供了用于麦克风电路的方法、系统和装置。特别地,该电路包括换能器,该换能器可以感测压力变化并生成具有第一频率范围内和高于第一频率范围的第二频率范围内的频率分量的电信号。该电路包括反馈电路,该反馈电路可以使电信号中的第一频率范围内的频率分量衰减并由此生成音频信号。反馈路径电路包括具有第一频率范围内的截止频率的低通滤波器,并且对音频信号进行滤波以生成包括第一频率范围内的频率分量的低通滤波器信号。低通滤波器信号可用于生成与由换能器感测到的低频压力变化相对应的低频压力信号。(The present disclosure provides methods, systems, and apparatus for microphone circuitry. In particular, the circuit includes a transducer that can sense pressure changes and generate an electrical signal having frequency components in a first frequency range and in a second frequency range higher than the first frequency range. The circuit includes a feedback circuit that may attenuate frequency components in the electrical signal within a first frequency range and thereby generate an audio signal. The feedback path circuit includes a low pass filter having a cutoff frequency in a first frequency range, and filters the audio signal to generate a low pass filter signal including frequency components in the first frequency range. The low pass filter signal may be used to generate a low frequency pressure signal corresponding to low frequency pressure changes sensed by the transducer.)

压力感测麦克风装置

相关申请的交叉引用

本专利申请要求于2018年1月4日提交的美国临时申请No.62/613,738的权益和优先权，其内容通过引用整体并入本文。

技术领域

本公开总体上涉及麦克风，更具体地涉及感测低频大气压。

背景技术

若干音频感测应用包括电子麦克风。一些这样的麦克风包括微机电系统(MEMS)麦克风，例如电容式麦克风，其电容根据压力的入射(incident)变化而变化。麦克风将电容的变化变换为对应的电信号。期望感测宽范围的频率。在一些实现方式中，可能期望既感测声信号又感测诸如大气压或环境压力的低频压力信号。

具体实施方式

本公开描述了使用相同的麦克风装置来感测低频压力以及声信号的装置和技术。麦克风装置可以包括被配置为感测可听频率或声频范围内以及在较低频率下的压力变化的换能器。换能器可以将感测到的压力变换成电信号。电路可以处理由换能器生成的电信号，并提供与可听频率范围内的压力变化相对应的音频信号以及与低频压力变化相对应的低频压力信号。在一些实施方式中，可以使用微机电系统(MEMS)技术或使用驻极体材料来实现换能器。在其他实施方式中，换能器被具体实现为MEMS压电式换能器、电容式换能器或其他换能器。在一些实施方式中，换能器可以被配置为感测在约1Hz到约20kHz的频率范围内的压力变化。在一些实施方式中，换能器可以被配置为感测在约0.1Pa至约1Pa之间的压力变化。

在一些实施方式中，除了换能器之外，麦克风装置可以包括压力换能器，该压力换能器用于测量在低于换能器的频率范围的频率下的绝对压力和压力变化。例如，压力换能器可以用于测量在约0Hz到约1Hz范围内的频率下的绝对压力和压力变化。在一些实施方式中，麦克风装置可以将来自压力换能器的电信号和由压力换能器生成的低频压力信号进行组合。

电路可以包括用于生成音频信号的第一处理电路和用于生成低频压力信号的第二处理电路。第一处理电路可以包括前向路径电路、反馈电路和求和节点。在求和节点处，在将电信号施加到第一处理电路之前，可以使用来自反馈电路的反馈信号从换能器生成的电信号中去除低频分量。前向路径电路可以放大由抵消电路处理的电信号以生成音频信号。反馈电路可以包括低通滤波器，该低通滤波器对音频信号进行滤波以生成低通滤波器信号。反馈电路可以基于低通滤波器信号生成反馈信号，并将该反馈信号提供给求和节点。第二处理电路可以处理低通滤波器信号以生成低频压力信号。第一处理电路和/或第二处理电路可以是实现为专用集成电路(ASIC)的集成电路。

在一些实施方式中，第二处理电路在生成低频压力信号时，可以处理低通滤波器信号以补偿换能器的非线性。在一些实施方式中，第二处理电路被配置为基于低通滤波器信号和音频信号两者来生成低频压力信号。在一些实施方式中，换能器可包括高通滤波器，该高通滤波器的截止频率低于可听频率范围。在一些这样的实施方式中，第二处理电路可以基于对换能器在低于截止频率下的降低的灵敏度的补偿来生成低频压力信号。在一些实施方式中，抵消电路可以包括求和电路，该求和电路用于在将电信号提供给前向路径电路之前从换能器生成的电信号中减去反馈信号。在一些其他实施方式中，抵消电路可以包括联接到换能器的电荷泵，其中电荷泵可以基于低通滤波器信号来生成电荷流，使得由换能器生成的电信号中的低频分量被衰减或抑制。

前向路径电路可以包括可以将模拟音频信号转换成数字音频信号的模数转换器(ADC)。在一些实施方式中，低通滤波器可以对数字音频信号进行滤波以生成也是数字的低通滤波器信号。反馈电路可以包括数模转换器(DAC)，该数模转换器可以将数字低通滤波器信号转换为模拟反馈信号，并将模拟反馈信号提供给抵消电路。

在一些实施方式中，麦克风装置可以包括用于测量绝对压力的第二压力换能器。通常，对于测量绝对压力的单个压力换能器，压力换能器应具有刚性振膜。然而，刚性振膜使小压力变化测量变得困难。为了允许小压力变化测量，可以增加刚性振膜的尺寸，从而增加了压力传感器及容纳压力传感器的封装的整体尺寸。在上述麦克风装置中，小压力变化替代地由换能器测量，换能器还测量可听频率范围内的压力变化。因此，第二压力换能器可以专用于测量绝对压力变化，因此可以具有相对较小的尺寸。

图1A示出了第一示例麦克风装置100的框图。麦克风装置100包括换能器101、第一处理电路102和第二处理电路104。第一处理电路102可以包括前向路径电路106、反馈路径电路108和求和节点110。第二处理电路104包括补偿电路112。换能器101可以被配置为感测可听频率范围或声频范围内以及在较低频率下的压力变化。换能器101可以将感测到的压力变换成电信号。在一些在实施方式中，换能器101可以使用微机电系统(MEMS)技术或使用驻极体材料来实现。在其他实施方式中，可以使用其他换能器技术；本公开不限于使用MEMS传感器的应用。在一些实施方式中，换能器101可以被配置为感测约1Hz至约20kHz或约0.1Hz至约20kHz的频率范围内的压力变化。换能器可以被配置为感测幅度低于1Pa的压力变化。在一些实现方式中，第一处理电路102和/或第二处理电路104可以在ASIC内实现。

换能器101可以基于感测到的压力生成电信号122。特别地，电信号122可以包括与第一频率范围和第二频率范围相对应的频率分量，其中第一频率范围可以与亚声频范围或者低于人类可听频率范围的频率范围相对应，并且第二频率范围包括人类可听频率范围内的频率。例如，第一频率范围可以包括具有在约1Hz至约20Hz之间或约0.1Hz至约20Hz之间的频率的频率分量，并且第二频率范围可以包括具有在20Hz至约20kHz之间的频率的频率分量。在一些实施方式中，可以使用微机电系统(MEMS)技术或使用驻极体材料来实现换能器。在其他实施方式中，换能器被具体实现为MEMS压电换能器或其他换能器。在一些实施方式中，换能器101可以是电容式换能器。

图1B示出了示例电信号200。例如，示例电信号200可以表示由图1A中所示的换能器101生成的电信号122。示例电信号200对应于由诸如换能器101的换能器感测到的压力变化。压力变化可以包括低频压力变化和高频压力变化。示例电信号200可以包括与这些压力变化相对应的频率分量的叠加。例如，示例电信号200包括具有第一频率1/λ₁的第一频率分量和第二频率分量1/λ₂。第一频率1/λ₁。第一频率1/λ₁小于第二频率1/λ₂。例如，第一频率1/λ₁可以在上面讨论的第一频率范围内，而第二频率1/λ₂可以在上面讨论的第二频率范围内。

再次参照图1A，电信号122被提供给求和节点110，该求和节点110在前向路径电路106之前。在一些实施方式中，电信号中的低频分量可能使前向路径电路106中的放大电路饱和。为了降低饱和的风险，可以在电信号被馈送到前向路径电路106之前使电信号122中的低频分量衰减。求和节点110可以接收反馈信号124，该反馈信号124包括第一频率范围内的低频分量。该低频分量可以对应于由换能器101生成的低频分量(例如，对应于环境压力)。在求和节点110处，可以从电信号122中去除低频分量，从而导致音频信号中的低频分量的衰减，该音频信号被提供给前向路径电路106的输入。在一个或更多个实施方式中，低频分量可被衰减约30dB至约60dB。

前向路径电路106可以包括放大器114和模数转换器(ADC)116。放大器114可以放大音频信号的幅度，ADC 116可以将放大后的音频信号转换为数字音频信号，并且在前向路径电路106的输出处提供该数字音频信号。在一些实施方式中，前向路径电路106可以不包括ADC 116，而是可以在其输出处提供模拟音频信号。在一些实施方式中，前向路径电路106还可以包括滤波器、电平移位器(shifter)和/或其他用于调节音频信号的处理电路。

反馈路径电路108可以包括环路滤波器(LF)118和数模转换器(DAC)。LF 118可以包括例如具有这样的截止频率的低通滤波器：该低通滤波器可以对音频信号127进行滤波，使得该低通滤波器使低于该截止频率的频率分量通过，同时阻挡高于该截止频率的频率分量。即，LF 118可以生成包括音频信号内的低通频率分量的低通滤波器信号。在一些实施方式中，截止频率可以对应于第二频率范围内的最低频率。例如，截止频率可以约为20Hz。在一些实施方式中，LF 118可以是可编程/可定制的，以便可以改变LF 118的截止频率以及幅度和相位响应。在使用数字低通滤波器实现LF 118的情况下，可以更改数字低通滤波器的系数值以改变LF 118的特性，例如截止频率、幅度响应和相位响应。在一个或更多个实施方式中，特别是在换能器101是电容式换能器的情况下，LF 118可以具有恒定的传递函数或差分方程。这样的LF 118与电容式换能器结合可以形成低通滤波器。

低通滤波器信号126包括与换能器101生成的低频分量具有基本上相同的频率和幅度的低频分量。DAC 120可以将数字低通滤波器信号126转换为模拟反馈信号124，并将模拟反馈信号124提供给求和节点110。

图2示出了图1A所示的DAC 120的附加细节。特别地，DAC 120可以包括与电流输出转换器(IDAC)130串联连接的混合的脉冲宽度和脉冲幅度调制器(PWAM)125。DAC 120被配置为将低通滤波器信号126转换为对应的模拟反馈信号124，该模拟反馈信号124被施加到求和节点110。换能器101的输出可以具有高阻抗，例如，约0.5pF至约10pF的电容。下面参照转换器130的示意图来更详细地讨论换能器的这种特性以及电流输出转换器130的设计和电特性，特别是输出阻抗。与现有技术方法相比，将模拟反馈信号124施加到换能器101的输出产生了许多优点。模拟反馈信号124到换能器101输出的直接耦合有效地防止了前向路径电路106的低频过载。这通过由数字环路滤波器118执行的模拟反馈信号124的低通滤波来实现，该低通滤波抵消或抑制了放大器114的求和节点110或输入节点处的电信号122的低频分量。此外，可以通过将换能器101的频率响应调整为前向路径电路106的准确频率响应，来降低麦克风装置100的本底噪声。此外，对前向路径电路106的频率响应的准确控制改善了波束成形麦克风阵列(其可以包括两个、三个或更多个麦克风装置)的各个麦克风装置之间的频率响应匹配，包括相位匹配。这种改善的响应匹配带来了波束成形麦克风阵列的改善的、可预测的和稳定的方向响应。

图3的上部示出了先前讨论的反馈路径电路108的数字环路滤波器118的示例性实施方式的框图。数字环路滤波器118具有使用经典的IIR滤波器双四边形拓扑的二阶低通滤波器特性。技术人员将理解，在数字环路滤波器118的另选实施方式中，可以利用其他数字滤波器类型和拓扑，例如FIR滤波器或其他类型的IIR滤波器拓扑。同样，可以使用其他滤波器阶数。所例示的数字环路滤波器118的传递函数由滤波器系数的值确定，其包括：a1、a2、b0、b1和b2。图3下部的频率响应图300示出了数字环路滤波器118的示例性幅度响应310，其中低通截止频率已被调谐到约200Hz。还绘制了针对数字环路滤波器118的响应310的这种特定设置的前向路径电路106的对应幅度响应305。技术人员将注意到前向路径电路106的预期的二阶高通幅度响应，其中高通截止频率被设置为约30Hz。技术人员将理解，可以在较宽的频率范围上调节数字环路滤波器118的低通截止频率，以获得前向路径电路106的期望的高通截止频率。对于麦克风装置的各种实施方式，后一种高通截止频率可以位于约1Hz至约200Hz之间的频率范围内，这取决于特定应用的要求。在一个或更多个实施方式中，数字环路滤波器118可以是各种阶数的低通滤波器。例如，数字环路滤波器118可以是具有一个极点(pole)和一个零点(zero)的一阶低通滤波器。

技术人员将理解，第一处理电路102的某些实施方式可以包括数字环路滤波器118的可调或可编程的传递函数，其中传递函数由滤波器配置数据控制。滤波器配置数据可包括先前讨论的滤波器系数a1、a2、b0、b1和b2中的一个或更多个的相应值。滤波器配置数据可以由第一处理电路102经由命令和控制接口从主机处理器接收。数字环路滤波器118的可编程传递函数允许麦克风组件在制造之后以灵活的方式适应于特定应用的要求，因此减少了麦克风组件所需的变型的数量。

同样可以通过命令和控制接口来对用于麦克风装置100的各种电路和功能的其他类型的配置数据进行编程。可以将包括滤波器配置数据的配置数据存储在处理电路的可重写存储器单元(未示出)中，例如闪存、EEPROM、RAM、寄存器文件或触发器(flip-flop)。这些可重写存储器单元可以保存或存储滤波器配置数据的某些默认值。

图4示出了示例脉冲宽度和脉冲幅度调制器(PWAM)125的框图。数字环路滤波器118的输出连接到PWAM 125的输入，使得先前讨论的低通滤波器信号126被施加到PWAM 125的输入。低通滤波器信号126可以是具有相对高的分辨率的多位(multibit)信号，例如每个采样16位到32位之间(例如每个采样24位)，以维持通过反馈路径电路108的高信号分辨率。第一数字反馈信号的采样频率可以在32kHz至384kHz之间，例如在96kHz至192kHz之间。PWAM 125在接收低通滤波器信号126的输入处包括噪声整形上采样器和量化器410。噪声整形上采样器和量化器410以预设或可编程的比率(例如2到16之间的整数比率)提高低通滤波器信号126的采样频率，以生成第二采样频率的数字反馈信号415。噪声整形上采样器和量化器410还被配置为将数字反馈信号415的采样量化为比低通滤波器信号126的采样少的位数。根据量化器410的一个示例性实施方式，低通滤波器信号126的采样为每个采样24位，而数字反馈信号415的采样已经大幅度下降(decimate)为11位。可以根据带符号的采样格式来生成这些采样，其中，符号位占一位，并且幅度部分由该采样的剩余10位表示。

图5示出了PWAM 125的示例噪声整形上采样器和量化器410的框图。低通滤波器信号126由X(z)表示，数字反馈信号由X(z)+E(z)表示，其中E(z)表示由量化器504执行的量化操作引起的量化噪声分量。噪声整形上采样器和量化器410包括噪声整形反馈环路，该噪声整形反馈环路延伸通过环路滤波器Hn(z)506到输入侧的第二加法器510，该加法器将所生成的量化噪声的频谱整形为更高的频率，因此，尽管进行了量化，但仍在整个音频范围内保持了数字反馈信号的相对高的分辨率。噪声整形上采样器和量化器410可以包括如所例示的延伸到输出侧求和器512的前馈环路。噪声整形上采样器和量化器410还可以包括所例示的抖动发生器502，其使用第一输入侧加法器508将适当电平的伪随机噪声信号添加到噪声整形上采样器和量化器410的输入处的第一数字反馈信号。该伪随机噪声信号可以以众所周知的方式减少与量化操作相关联的听觉伪像。

再次参照图4，PWAM 125还包括连接到噪声整形上采样器和量化器410的输出的调制器420，用于接收数字反馈信号415(X(z)+E(z))。图6示意性地例示了调制器420的示例性实施方式的操作和功能。调制器420获取多位(PCM)格式的数字反馈信号(X(z)+E(z))，并将该数字反馈信号转换成脉冲宽度和脉冲幅度调制信号。如下所述，该脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的采样频率可以明显高于数字反馈信号的采样频率。脉冲宽度和脉冲幅度调制信号425的采样频率可以比数字反馈信号的采样频率高至少16倍，例如高32或64倍。调制器420的一个实施方式接受192kHz采样频率的数字反馈信号，并以12.288MHz的采样频率生成对应的脉冲宽度和脉冲幅度调制信号，因此将后者的采样频率提高了64的上采样因子。脉冲宽度和脉冲幅度调制信号425可以被施加到电流转换器控制电路或块430(例如，参见图4)。电流转换器控制电路430被配置为通过控制如何激活可单独控制的电流发生器(如图7和8所例示)来将脉冲宽度和脉冲幅度调制信号转换或变换为先前讨论的电流输出转换器(IDAC)130的输出处的可变宽度和幅度电流脉冲的对应序列。电流转换器控制电路430可以包括适当配置的数字状态机。电流转换器控制电路430的一个实施方式可以包括如示意性地例示出的动态元件匹配电路432，其中以随机的方式执行电流输出转换器的可单独控制的电流发生器的选择，以平均化名义上相同的电流发生器之间的偏移。

再次参照图6，数字反馈信号X(z)+E(z)被施加到调制器420的输入，并且采样频率以预定比率N(例如64)升高。在本实施方式中，如前所述，第二数字反馈信号的分辨率为11位。除法块或电路603将数字反馈信号的每个11位采样除以N，以计算采样的各个模数值和余数值。该图示出了最初以十进制格式表示的数字反馈信号的11位采样的使用十进制记数法的四个示例性值138、40、522和276。如所例示的，十进制采样值138除以64得到的模数值为2、余数值为10。还例示出了其余三个采样40、522和276的对应计算。将十进制采样值138转换为二进制格式，该二进制格式示出模数值2如何对应于00010b，余数值10如何对应于001010b。脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的第一可变宽度和幅度脉冲610通过十进制采样值138的转换而生成。第一可变宽度和幅度脉冲610基本上由两段构成。第一脉冲段(2*64)在整个脉冲宽度上具有“2”的幅度(y轴标度)，即，100％调制和脉冲幅度2–因此代表模数值“2”。第一可变宽度和幅度脉冲610还包括第二脉冲段(1*10)，其仅跨越脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的12.288MHz采样频率的10个采样时间时钟。换句话说，十进制采样值138被转换为具有对应的脉冲面积的“模拟”可变宽度和幅度脉冲。

还例示了十进制采样值40到第二可变宽度和幅度脉冲620的转换。如所例示的，十进制采样值40导致模数值为0，余数值为40。对应的第二可变宽度和幅度脉冲620通过仅包括具有“1(one)”的幅度并且仅跨越脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的12.288MHz采样频率的40个采样时间时钟的第二脉冲段(1*40)来反映此结果。最后使用与上述相同的原理来说明十进制采样值522到第三可变宽度和幅度脉冲630的转换。技术人员将理解，调制器420被配置为将输入的采样值转换成可变宽度和幅度脉冲的对应序列，其中可变宽度和幅度脉冲610、620、630中的每一个的脉冲面积表示所讨论的采样值。因此，可变宽度和幅度脉冲610、620、630中的每一个可以被视为所讨论的采样值的模拟表示。

技术人员将理解，调制器420可以被配置为遵循不同的调制方案来生成可变宽度和幅度脉冲。在本实施方式中，可变宽度和幅度脉冲中的每一个优选地以脉冲时段的中点为中心，例如，在使用64的上采样因子的该实施方式中以采样时钟时间32为中心。这种居中通常被称为双边沿脉冲宽度调制。然而，调制器420的其他实施方式可以适于通过应用单边沿调制来构建可变宽度和幅度脉冲。

图7示出了示例电流输出转换器130的示意性框图。电流输出转换器130包括预定数量N的可单独控制的电流发生器IDAC1、IDAC2、IDAC3……IDACN，例如介于4个到32个电流发生器之间，例如16个电流发生器。N个可单独控制的电流发生器的各个输出并联连接至公共DAC输出节点131。电容式换能器702连接到公共DAC输出节点131,其进而可以连接到求和节点110。技术人员将理解，电容式换能器702可以包括图1A中所示的麦克风装置100的先前讨论的换能器101。然而，另选地，可以通过当前的电流模式DAC来驱动用于感测各种类型的物理变量的其他类型的电容式换能器元件。N个可单独控制的电流发生器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN可能名义上相同，但是技术人员将理解，与半导体制造相关联的组件差异可能会导致可控电流发生器之间的特性的细微差异，特别是电流吸收(sink)和供应(source)能力。N个可单独控制的电流发生器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN中的每一个被配置为根据电流转换器控制电路430执行的开关控制，有选择地向电容式换能器702供应电流或从电容式换能器702吸收电流，从而在电容式换能器702两端对电压进行充电或放电。N个可单独控制的电流发生器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN中的每一个可以被视为1位或1.5位二进制值+1或-1。可以通过在可控电流发生器的第一状态与第二状态之间进行选择来执行对预定电流量或水平的供应和吸收。最后，每个可单独控制的电流发生器可以包括第三状态或空闲/零输出状态，其中电流发生器既不向其输出供应电流也不从其输出吸收电流。在该空闲状态下，可以将电流发生器置于高阻抗模式，从而有效地将电流发生器与公共DAC输出131断开连接，这将在下面进一步详细讨论。技术人员将理解，电流转换器的最大正输出值可以对应于将所有N个可单独控制的电流发生器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN设置为供应电流，而最大负输出值对应于将所有N个可单独控制的电流发生器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN设置为吸收电流。

图8示出了当处于上述的空闲状态或关闭状态时，电流输出转换器130的示例可控电流发生器IDACN的示意性框图。可控电流发生器IDACN包括串联连接在正DC电源轨VDD和负DC电源轨(在本实施方式中为地(GND))之间的第一电流源802和第二电流源804。包括开关SW2和SW5的第一开关对联接在第一电流源802与第二电流源804之间，并且以同步的方式操作，其中两个开关同时闭合/导通或断开/不导通。如所例示的，第一开关对SW2和SW5的开关在空闲状态下闭合，而剩余的SW1、SW3、SW4和SW6处于断开/不导通状态。这意味着流过第一电流源802和第二电流源804的电流直接从VDD流向GND，如电流路径810所例示的。因此，第一电流源802和第二电流源804中的每一个与输出节点831断开电连接，并且因此，可控电流发生器IDACN在处于空闲状态时不向电容式换能器702供应或从电容式换能器702吸收任何明显的电流。

可控电流发生器IDACN另外包括DC电压基准806，该DC电压基准806连接到IDACN的反馈调节环路的差分环路放大器808(例如，运算放大器或其他差分放大器)的反相输入。DC电压基准806的电压可以等于二分之一VDD。差分环路放大器808具有连接至布置在第一开关对SW2、SW5之间的中点节点812的同相输入(+)。差分环路放大器808的输出连接到第二电流源804的控制输入805，其中控制输入805被配置为调节第二电流源804的电流水平。因此，差分环路放大器808的操作试图通过经由控制输入805调节流过第二电流源804的电流来动态地或自适应地将中点节点812处的电压调节为约二分之一VDD，该电压为在差分环路放大器808的负输入处设置的电压。中点节点812处的电压的这种自适应调节是通过反馈调节环路来执行的。因此，差分环路放大器808、第二电流源804和DC电压基准806因此共同形成DC误差抑制电路，该DC误差抑制电路被配置为在可控电流发生器IDACN的空闲状态期间匹配或对齐由第一电流源802和第二电流源804提供的第一电流水平和第二电流水平。在某些实施方式中，与输入的脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的采样频率相比，差分环路放大器808可以具有相对较小的带宽或较大的时间常数。差分环路放大器808的上截止频率可以例如小于100kHz，或者小于40kHz，这有效地对电流源平衡进行缓慢的平均以确保每个可控电流发生器的输出处的长期零DC偏移。

该特性具有几个明显的优点，例如，导致电流输出转换器130的线性I/O特性。DC误差抑制电路还防止在负载上积累DC电压分量，这在模拟反馈信号的DC偏移或DC不平衡将趋于使换能器的DC工作点远离目标DC工作点的情况下驱动换能器元件(例如电容式换能器)方面具有明显优势。DC偏移的这种潜在积累是由换能器元件的电容进行的电荷累积引起的。可控电流发生器IDACN在先前讨论的空闲状态下操作，其中输出节点831处于提供基本上为零的电流输出的高阻抗状态。开关SW1、SW2、SW3、SW4、SW5和SW6中的每一个可以包括可控半导体开关，例如MOSFET。开关SW1、SW2、SW3、SW4、SW5和SW6中的每一个可以包括控制端子，例如MOSFET的栅极端子，该控制端子使可控半导体开关在其导通状态与非导通状态之间切换。这些控制端子连接到先前讨论的电流转换器控制电路430。由第一电流源802和第二电流源804提供的电流水平可以根据特定应用的要求而变化，这些特定应用诸如负载阻抗(例如本实施方式中的电容式换能器702的电容)、脉冲宽度和脉冲幅度调制信号的采样频率、电流输出转换器130的并联连接的可控电流发生器的数量等。在包括16个可控电流发生器的电流输出转换器130的一个示例性实施方式中，当配置为驱动1-4pF电容式换能器时，第一电流源802和第二电流源804的相应电流被设置为约100pA，例如介于50pA到200pA之间。可控电流发生器的电流设置通常取决于在反馈环路的所关注的最高频率处模拟反馈信号的峰值幅度处的dv/dt。在这些条件下，可控电流发生器的电流应该优选地能够对换能器101的电容充电而没有转换(slew)引起的失真。在麦克风装置100的示例性实施方式中，模拟反馈信号的最高关注频率可以在300Hz至3kHz之间，例如约1kHz。在一些实施方式中，当以第一状态或第二状态操作时，可单独控制的电流发生器IDAC1、IDAC2、IDAC3、IDACN中的每一个在10kHz处的输出阻抗优选大于1MΩ，例如大于10MΩ或100MΩ。

图9A示出了当处于上面讨论的第一状态或+1状态时电流输出转换器130的可控电流发生器IDACN的示意性框图，其中，输出831将预定电流水平供应给电容式换能器702或其他负载电路。在第一状态下，如所例示的，第一开关对SW2和SW5的开关是断开的或不导通的，并且开关SW1和SW6都是断开的或不导通的。相反，如所例示的，剩余开关SW4和SW3被置于导通或闭合状态。开关状态的这种组合意味着流过第一电流源802的电流经由电流路径810a流入电容式换能器702，而第二电流源804生成的电流从DC电压基准806(其可以等于二分之一VDD)经由电流路径810b直接流到GND。因此，当处于第一状态时，可控电流发生器IDACN将预定电流水平供应给电容式换能器702。技术人员将理解，第一电流源802和第二电流源804的电流水平的DC平衡仍然通过前面讨论的DC误差抑制电路的操作来保持。

图9B示出了当处于上面讨论的第二状态或-1状态时，电流输出转换器130的可控电流发生器IDACN的示意性框图，其中，输出831从电容式换能器702或其他负载电路吸收预定电流水平，以使负载电路放电。在第二状态下，如所例示的，第一开关对SW2和SW5的开关断开或不导通，并且开关SW4和SW3都断开或不导通。相反，如所例示的，剩余开关SW1和SW6处于导通或闭合状态。开关状态的这种组合意味着流过第一电流源802的电流经由电流路径880a被供应到DC电压基准806，然后到GND。相反，由第二电流源804生成的预定电流经由电流路径880b从电容式换能器702中抽出以使电容式换能器702放电。因此，当处于第二状态时，可控电流发生器IDACN从电容式换能器702吸收预定电流水平。技术人员将理解，第一电流源802和第二电流源804的电流水平的DC平衡仍然通过前面讨论的DC误差抑制电路的操作来保持。

技术人员将理解，上文概述的开关布置以及经过每个可控电流发生器的第一状态、第二状态和第三状态的开关SW1、SW2、SW3、SW4、SW5和SW6的相关联的开关方案允许第一电流源和第二电流源即使在它们不向负载电路供应电流或不从负载电路吸收电流的时间段内，也可以以非开关方式操作。相反，通过选择合适的开关的设置，特定电流发生器的多余电流被引导通过DC电压基准806。该特征消除了例如在循环经过第一状态、第二状态和第三状态时由于第一电流源和第二电流源的重复切换而由电荷注入引起的切换噪声。

如以上关于图1至图9B所讨论的，反馈路径电路108可以生成模拟反馈信号124，该模拟反馈信号124可以衰减或抑制由换能器101生成的电信号122中的低频分量。

再次参照图1A，第二处理电路104接收低通滤波器信号126并处理低通滤波器信号126以生成低频压力信号128。如上所述，第二处理电路104包括可以处理低通滤波器信号126并生成低频压力信号128的补偿电路112。特别地，补偿电路112可以补偿换能器101的灵敏度与频率变化以及温度变化之间的非线性关系。

图10示出了在两个不同温度下换能器的灵敏度的示例图1000。特别地，第一曲线图1002描绘了在约10摄氏度下的频率范围上的灵敏度，而第二曲线图1004描绘了在约20摄氏度下的相同频率范围上的灵敏度。第一曲线图1002和第二曲线图1004都示出了换能器的灵敏度基于入射压力频率的变化而非线性地变化。例如，在10Hz处的灵敏度约为0dB，在约0.5Hz处约为-6dB。灵敏度还随温度的变化而变化，例如由于温度变化而导致施加在换能器封装上的机械应力变化。例如，随着温度从约10摄氏度变化到约20摄氏度，相同频率下的灵敏度从约-9.2dB变为约-9.5dB。在一些实施方式中，期望换能器101的灵敏度在操作频率范围和操作温度范围上基本一致。补偿电路112可以处理低通滤波器信号126，以补偿随着频率的变化和温度的变化而引起的灵敏度变化，从而使得所产生的低频压力信号128看起来好像是基于一致灵敏度的换能器而生成的。

在一些实施方式中，补偿电路112可以包括乘法器，该乘法器将低通滤波器信号126在换能器101表现出非一致灵敏度的频率范围内的频率分量的幅度相乘。例如，参照图10所示的第一灵敏度曲线图1002和第二灵敏度曲线图1004，乘法器可以将低通滤波器信号126的位于灵敏度低于0dB的频率范围内的频率分量的幅度与适当的乘数相乘。在一些实施方式中，乘法器可以基于查找表来确定适当的乘数，该查找表包括具有频率的第一列和另一列中的指定乘数的对应值。在一些其他实施方式中，代表换能器101的灵敏度曲线图的多项式可以被存储在存储器中，并且可以用于确定乘数。补偿电路112可以类似地补偿随温度变化的灵敏度的变化。例如，如图1A所示，麦克风装置100可以包括可以测量麦克风装置100的温度的温度传感器113。补偿电路112可以包括查找表，该查找表列出了与各种温度值相对应的各种乘数。基于从温度传感器113接收的温度值，补偿电路112可以从查找表中确定适当的乘数值。在一些实施方式中，可以在校准处理期间填充(populate)用于频率补偿的查找表。在一些实施方式中，补偿电路112可以同时对低通滤波器信号126进行频率和温度补偿，以生成低通滤波器信号126。

在一些实施方式中，第二处理电路104可以组合低通滤波器信号126和音频信号127以生成低频压力信号128。在一些实施方式中，第二处理电路104可以仅基于音频信号127而不是基于低通滤波器信号126来生成低频压力信号128。在一些这样的实施方式中，第二处理电路104可以包括类似于LF 118的环路滤波器，以处理音频信号127并生成低通滤波器信号，该低通滤波器信号进而可以由补偿电路112处理以补偿频率和温度的变化，从而生成低频压力信号128。在一些实施方式中，第二处理电路104可以组合低通滤波器信号126和音频信号127以生成包括低通滤波器信号126和音频信号127两者的频率分量的低频压力信号128。例如，如果低频压力信号128的期望的频率范围高达20Hz，但是低通滤波器信号126包括仅高达10Hz的频率分量，则第二处理电路104可以从音频信号127中过滤约10Hz至约20Hz的频率分量，将滤波后的频率分量与低通滤波器信号126组合在一起并生成低频压力信号128。

图11示出了具有命令和控制电路1102的第二示例麦克风装置1100。命令和控制电路1102可以被配置为从主机处理器接收命令和用于一个或更多个滤波器(例如LF 118)的滤波器配置数据。主机处理器可以是与部署了第二示例麦克风装置1100的主机设备相关联的处理器。命令和控制电路1102可以包括数据线1104和时钟线1106。命令和控制电路可以包括根据各种串行数据通信协议的标准化数据通信接口，例如I²C、通用串行总线(USB)、通用异步收发器(UART)、SoundWire和串行***设备接口(SPI)。命令和控制电路302可以被配置为根据数据通信接口的相关协议对音频信号127进行编码，并在数据线1104上提供编码后的音频信号。命令和控制电路1102还被配置为通过数据线1104接收命令和滤波器配置数据。时钟线1106可以接收由主机设备提供的用于使数据通信同步的时钟信号。在一些实施方式中，第二处理电路104也可以包括类似于命令和控制电路1102的命令和控制电路，以接收用于补偿电路112的命令和配置数据。第二处理电路的命令和控制接口可以对低频压力信号128进行编码以生成编码后的低频压力信号，并在相关联的数据线上提供编码后的低频压力信号。

本领域技术人员将认识到，以上关于图1A至图11讨论的第一处理电路102和第二处理电路104的至少一个或更多个组件可以使用诸如数字信号处理器(DSP)之类的ASIC来实现。在一些这样的实施方式中，DSP可以用于将LF 118实现为数字滤波器，例如，诸如有限脉冲响应(FIR)滤波器、无限脉冲响应(IIR)滤波器等。在一些实现方式中，数字滤波器的系数的值可以存储在DSP的存储器中。系数的值可以预加载到DSP中，或者可以经由图11所示的数据线1104接收。在一个或更多个实施方式中，以上关于图1A至图11讨论的第一处理电路102和第二处理电路104的至少一个或更多个组件可以使用诸如硬连线逻辑门或利用高级硬件描述语言(例如Verilog或VHDL)合成的现场可编程门阵列(FPGA)之类的ASIC来实现。各种组件(例如滤波器)的系数可以存储在存储器(例如只读存储器(ROM)或金属ROM)中，通过在生产过程中烧断一次性可编程熔丝的方式来存储，或者经由命令和控制接口(例如，诸如经由命令和控制电路1102)加载到存储器中。

图12示出了麦克风组件或系统1200的示例性实施方式。在一些实施方式中，麦克风组件1200可以用于实现以上关于图1A至图11所讨论的麦克风装置。麦克风组件1200包括换能器1202，例如MEMS换能器，其被配置为将感测到的压力变化转换为对应的电信号。换能器1202可以例如表现出介于0.5pF到10pF之间的换能器电容。换能器1202可以分别包括提供电信号的第一互充电换能器板和第二互充电换能器板，例如振膜1205和背板1206。麦克风组件1200还包括处理电路1222，该处理电路1222可以包括半导体管芯，例如集成上述各种模拟电路和数字电路的混合信号CMOS半导体器件。麦克风组件1200还可包括温度传感器1224，该温度传感器1224测量环境温度并将温度值(按电压/电流或数字值)提供给处理电路1222。接合线1207可以将换能器1202连接到处理电路1222。处理电路1222的形状和尺寸适于安装在麦克风组件1200的基板或载体元件1211上，其中载体元件同样支撑换能器1202。麦克风组件1200包括安装到基板或载体元件1211的***边缘上的壳体盖1203，使得壳体盖1203和载体元件1211共同形成麦克风壳体，该麦克风壳体包围并保护麦克风组件1200的换能器1202和处理电路1222。麦克风壳体可以包括入口或端口1209，该入口或端口1209延伸穿过载体元件1211，或者在其他实施方式中穿过壳体盖1203，以将压力变化传送到换能器1202。

在一个或更多个实施方式中，载体元件1211可包括壳体盖1203外部的一个或更多个互连件，以向处理电路1222发送电信号和从处理电路1222接收电信号。例如，互连件可以实现图11所示的数据线1104和时钟线1106。

图13示出了第三示例麦克风装置1300的框图。第三示例麦克风装置1300包括与以上关于图1和图11讨论的第一示例麦克风装置100和第二示例麦克风装置1100的组件相同的若干组件，并且这些相同的组件已经用相同的附图标记来标记。与第一示例麦克风装置100和第二示例麦克风装置1100相比，第三示例麦克风装置1300包括压力传感器1301。压力传感器1301可以测量低于换能器101的频率范围的频率范围内的压力变化。例如，压力传感器1301可以被配置为对约0Hz(绝对压力)至约1Hz的频率范围内的压力变化敏感，其中，换能器101被配置为对约1Hz至约20kHz频率范围内的压力变化敏感。在一些实施方式中，压力传感器1301可以被配置为对低于换能器101被配置为敏感的最低频率的所有频率下的压力变化敏感。在一个或更多个实施方式中，可以使用压阻式压力传感器或电容式压力传感器来实现压力传感器1301。

压力传感器1301可以感测压力(或绝对压力)的变化并生成压力传感器电信号1322，该压力传感器电信号1322被提供给第二处理电路1304。第二处理电路1304可以包括放大器、模数转换器和缓冲器中的至少一者，以处理压力传感器电信号1322。第二处理电路1304可以接收由环路滤波器118生成的低通滤波器信号126。如上所述，低通滤波器信号126可以包括由换能器101生成的电信号的低频分量。低通滤波器信号126中包括的低频分量包括低至换能器101的截止频率的频率分量。例如，如上所述，如果换能器101的截止频率为约1Hz，则低通滤波器信号126可以包括低至1Hz的频率分量。第二处理电路1304包括交迭滤波器电路1305，其组合低通滤波器信号126和压力传感器电信号1322(例如，该信号可以由上述放大器、模数转换器或缓冲器之一处理)以生成组合压力信号1328。特别地，交迭滤波器1305可以将来自压力传感器电信号1322的频率分量和来自低通滤波器信号126的频率分量进行组合以生成组合压力信号1328，该组合压力信号1328现在可以包括低至约0Hz的频率分量。这与以上关于图1A讨论的低频压力信号128相反，低频压力信号128包括仅低至换能器101的截止频率的频率分量。结果，第三示例麦克风装置1300能够感测到低至绝对压力的压力变化。

图14示出了图13所示的交迭滤波器电路1305的框图。特别地，交迭滤波器1305可包括第一滤波器1403、第二滤波器1404、放大器1405和求和器1406。压力传感器电信号1322被提供给第一滤波器1403，而低通滤波器信号126被提供给第二滤波器1404。第一滤波器1403是低通滤波器，而第二滤波器1404是高通滤波器。第一滤波器1403和第二滤波器1404均可以被配置为使其各自的截止频率等于换能器101的截止频率。例如，如果将换能器101的截止频率设置为1Hz，则可以将第一滤波器1403和第二滤波器1404的截止频率设置为1Hz。在一些实施方式中，第一滤波器1403的截止频率可以不同于第二滤波器1404的截止频率。第一滤波器1403对压力传感器电信号1322进行滤波，以使低于截止频率的所有频率分量通过，并生成第一滤波器输出信号1408。同样，第二滤波器对低通滤波器信号126进行滤波，以使高于截止频率的所有频率分量通过，并生成第二滤波器输出信号1410。在将第一滤波器输出信号1408提供给求和器1406之前，放大器1405可以可选地放大第一滤波器输出信号1408。尽管未在图14中示出，但在馈入求和器1406之前，也可以采用放大器来放大第二滤波器输出信号1401。可以将放大器1405的增益“A”选择为使得第一滤波器输出信号1408的平均幅度基本上等于第二滤波器输出信号1410的平均幅度。求和器1406将第一滤波器输出信号1408和第二滤波器输出信号1410相加以生成组合压力信号1328。

在一些实施方式中，第二处理电路1304还可以包括补偿电路，以补偿换能器101和压力传感器1301中的每一者的非线性。例如，第二处理电路可以包括这样的补偿电路：该补偿电路以与以上关于图1A所示的补偿电路112所讨论的方式类似的方式，针对压力传感器1301随频率和温度变化的非一致增益来补偿压力传感器电信号1322。在一些实施方式中，压力传感器电信号1322和低通滤波器信号126可以在被提供给第一滤波器1403和第二滤波器1404之前由它们各自的补偿电路补偿。

与其他麦克风装置相比，以上关于图13和图14讨论的第三示例麦克风装置1300允许压力传感器1301的尺寸显著减小。例如，一些麦克风装置包括声换能器和压力传感器两者。声换能器被配置为具有约20Hz或约可听频率范围下端的截止频率。在这种麦克风装置中的压力传感器用于测量约0Hz到约20Hz的频率范围内的压力变化。为了使这种压力传感器在整个频率范围上具有高分辨率，压力传感器具有大尺寸，约为1平方毫米的量级。相反，第三示例麦克风装置1300使用压力传感器1301，该压力传感器1301仅需要测量高达约1Hz的频率范围。取而代之，频率范围的其余部分(介于1Hz到20Hz之间)由换能器101测量，换能器101也用于感测可听频率范围内的压力变化。由压力传感器1301测量的频率范围的这种减小使得压力传感器1301被配置为具有相对较低的分辨率。这进而使得压力传感器1301所需的尺寸减小。在一些实施方式中，压力传感器1301可以仅具有约0.1平方毫米的尺寸。压力传感器1301的尺寸减小可以允许容纳第三示例麦克风装置1300的封装的尺寸减小。

图15是麦克风组件或系统1500的示例性实施方式。图15所示的麦克风组件1500在许多方面与以上关于图12讨论的麦克风组件1200相似。在此程度上，已经用相同的附图标记指代了相同的组件。麦克风组件1500还包括用于测量非常低的频率下的压力变化的压力传感器1501。例如，压力传感器1501可以用于实现以上关于图13讨论的压力传感器1301。例如，压力传感器1501可以被配置为对约0Hz至约1Hz的频率范围内的压力变化敏感。在一些实施方式中，压力传感器1501可以被配置为对低于换能器1202被配置为敏感的频率范围的频率范围内的压力变化敏感。

在一些实施方式中，换能器1202的振膜1205可包括通风孔1503，该通风孔1503允许空气在后腔容积1210与麦克风组件1200的外部之间通过。通风孔1503的尺寸(例如，直径或表面积)可以被选择以设置换能器1202的截止频率。例如，通风孔1503的尺寸可以选择为使得换能器1202的截止频率为约1Hz。这意味着换能器1202主要对频率高于1Hz的压力变化敏感。低于1Hz的频率可以穿过振膜1205并入射到压力传感器1501上。通风孔1503设置这样的截止频率：高于该截止频率的频率由换能器1202感测，而低于1Hz的频率由压力传感器1501感测。在一些这样的实施方式中，通风孔1503可以被视为电路声学滤波器，并且特别地被视为在声学上实现交迭滤波器(诸如图13和图14所示的电子交迭滤波器1305)，第二处理电路1304可以不需要实现交迭滤波器1305。通风孔的尺寸可以被配置为将截止频率设置在不同于1Hz的频率处，例如，在约0.1Hz至约1Hz之间的频率处。在一些实施方式中，振膜1205可以不具有通风孔，从而阻止压力变化入射到压力传感器1501上。在一些这样的实施方式中，压力传感器1501可以定位在端口1209与振膜1205之间，使得压力传感器1501可以如实地测量压力的任何变化。在一些实施方式中，换能器1202可以包括电子滤波器，该电子滤波器将换能器1202的频率通过电子方式设置为期望的截止频率。在一些这样的实施方式中，电子滤波器可以包括使用无源组件(例如，诸如电阻器和电容器)、有源组件(例如，诸如晶体管和运算放大器)或其组合形成的模拟滤波器，例如一阶或二阶模拟滤波器。

图16示出了用于在麦克风装置中生成低频压力信号和音频信号的处理1600的流程图。可以由包括在诸如图1A、图11和图13所示的麦克风装置的麦克风装置中的一个或更多个电路和/或信号处理器来执行处理1600。

处理1600包括从换能器接收电信号，该电信号包括第一频率范围内的频率分量和高于第一频率范围的第二频率范围内的频率分量(阶段1602)。上面已经关于图1A、图11和图13讨论了该处理阶段的至少一个示例。例如，如图1A、图11和图13所示，第一处理电路102接收由换能器101生成的电信号122。如图1B所示，电信号可以包括第一频率范围内的频率分量和第二频率范围内的频率分量。第一频率范围可以包括例如在约0Hz到约20Hz之间的频率，并且第二频率范围可以包括例如在约20Hz到约20kHz之间的频率。

处理1600包括使用反馈信号衰减来自电信号的第一频率范围内的频率分量，以生成音频信号(阶段1604)。如以上关于图1A、图11和图13所讨论的，反馈信号124可以用于抑制或衰减来自电信号122的第一频率范围内的频率分量以生成音频信号。反馈信号124可以由反馈路径电路108提供，并且可以包括与电信号122中所包括的第一频率范围内的频率分量相对应的频率分量。

处理1600包括通过对音频信号进行低通滤波来生成低通滤波器信号，其中低通滤波器的截止频率在第一频率范围内(阶段1606)。如以上关于图1A、图11和图13所讨论的，反馈路径电路108可以将音频信号127提供给LF 118，其中LF 118可以具有等于第一频率范围内的最高频率的截止频率。LF 118可以生成低通滤波器信号126，其包括出现在音频信号127中的第一频率范围内的频率分量。在一些实施方式中，可以通过对LF 118的滤波器系数的值进行编程来对LF 118的特性(例如截止频率、滚降(roll-off)率、衰减等)进行编程。如关于图11和图13所讨论的，可以经由命令和控制电路1102来接收LF 118的滤波器系数的适当值。

处理1600还包括基于低通滤波器信号生成反馈信号(阶段1608)。如以上关于图2所讨论的，反馈路径电路包括DAC 120，该DAC 120将低通滤波器信号126转换成反馈信号124，该反馈信号124被提供给求和节点110。DAC 120可以将数字低通滤波器信号126转换为模拟反馈信号124，该模拟反馈信号124可以用于衰减来自换能器101生成的电信号的第一频率范围内的频率分量。上面关于图2至图9B讨论了反馈信号124的生成以及对来自换能器101生成的电信号的第一频率范围内的频率分量的衰减。

处理1600还包括基于低通滤波器信号生成低频压力信号(阶段1610)。如以上关于图1A、图10、图11和图13所讨论的，第二处理电路104可以包括补偿电路112，该补偿电路112可以处理低通滤波器信号126以生成低频压力信号128。低频压力信号128可以包括第一频率范围内的频率分量。

处理1600还可以包括：除了换能器之外，还基于由麦克风装置中包括的压力传感器生成的压力传感器信号来生成低频压力信号。如以上关于图13至图15所讨论的，第二处理电路1304可以包括交迭滤波器1305，其可以将由压力传感器1301生成的压力传感器电信号1322与低通滤波器信号126进行组合以生成组合压力信号1328。

已经出于说明和描述的目的给出了例示性实施方式的前述说明。关于所公开的精确形式，并不旨在是详尽的或限制性的，并且根据上述教导，修改和变化是可能的，或者这些修改和变化可以从所公开的实施方式的实践中获得。本发明的范围旨在由所附权利要求书及其等同物限定。