阅读说明：本技术 开关电源控制器、开关电源系统及开关电源系统供电方法 (Switching power supply controller, switching power supply system and power supply method of switching power supply system ) 是由 江儒龙 胡黎强 孙顺根 朱臻 郜小茹 陈一辉 张弘 卢鹏飞 于 2020-06-05 设计创作，主要内容包括：本发明提供了一种开关电源控制器、开关电源系统及开关电源系统供电方法,所述开关电源控制器包括位于同一封装体内的输出电压供电单元、内置储能单元和逻辑控制单,所述输出电压供电单元用于利用所述开关电源系统的输出电压对所述内置储能单元进行充电,所述内置储能单元用于向所述逻辑控制单元提供工作电压。由此既能省去外置储能电容,又能利用输出电压供电,以显著降低供电损耗,实现更低待机功耗。进一步地,所述开关电源控制器还包括高压供电单元,以实现由输出电压供电和高压供电组合的混合供电方式,进而在必须用到高压供电的开关电源系统中,充分利用输出电压供电的机会,尽量减少高压供电单元直接供电的比例,以实现更低待机功耗。(The invention provides a switching power supply controller, a switching power supply system and a power supply method of the switching power supply system. Therefore, an external energy storage capacitor can be omitted, and power can be supplied by using the output voltage, so that the power supply loss is obviously reduced, and lower standby power consumption is realized. Furthermore, the switching power supply controller also comprises a high-voltage power supply unit so as to realize a hybrid power supply mode combining output voltage power supply and high-voltage power supply, and further fully utilize the opportunity of output voltage power supply in a switching power supply system which must use high-voltage power supply, and reduce the proportion of direct power supply of the high-voltage power supply unit as much as possible so as to realize lower standby power consumption.)

开关电源控制器、开关电源系统及开关电源系统供电方法

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种开关电源控制器、开关电源系统及开关电源系统供电方法。

背景技术

高压buck(high-side buck)AC-DC开关电源系统广泛应用于家电和电表等领域，随着科技的进步，业界对产品的性能要求越来越高，需要有更高效率，更低待机功耗，更好的EMI性能，更好的使用灵活性，以及更低的成本。

图1为一种常用的high side buck AC-DC开关电源系统。电网AC侧电压经过由二极管D1、D2、D3、D4组成的整流桥整流后，再经过控制芯片U0的控制后被输出为一输出电压DC OUT，且DC OUT为一固定值。输出电压DC OUT给后续的负载供电，且在此开关电源系统中，稳定工作时，控制芯片U0的工作电压(即供电电压)VCC是由输出电压DC out通过二极管D6和VCC采样电容C3实现的，VCC采样电容C3完成对输出电压DC out的采样和对控制芯片U0的供电，也就是说控制芯片U0的供电方式为输出电压供电的方式，此种控制芯片的供电方式，待机功耗良好，但是由于需要VCC采样电容C3，且对输出电压DC out的采样不是直接采样，因此输出电压DC out的负载调整率和动态特性等均较差。

另外，现有的其他一些high side buck AC-DC开关电源系统中，会通过一特设的高压(HV)供电单元来向其控制芯片供电，以避免使用输出电压来对控制芯片供电，在同样电流消耗的情况下，这种采用HV供电单元供电的控制芯片本身功耗要远远大于采用图1所示的输出电压供电的控制芯片本身功耗，进而难以实现整个开关电源系统的超低待机功耗。

发明内容

本发明的目的在于提供一种开关电源控制器、开关电源系统及开关电源系统供电方法，能够在采用输出电压向开关电源控制器供电的基础上，省去对输出电压进行采样的外置电容，并降低系统待机功耗。

为解决上述技术问题，本发明提供一种开关电源控制器，用于控制一开关电源系统的输出电压，所述开关电源控制器包括：输出电压供电单元、内置储能单元和逻辑控制单元；其中，

所述输出电压供电单元的一端连接所述开关电源系统的输出电压反馈端，另一端连接所述内置储能单元的电力输入端，所述输出电压供电单元用于利用所述开关电源系统的输出电压对所述内置储能单元进行充电；

所述内置储能单元的电力输出端连接所述逻辑控制单元的工作电源端，所述内置储能单元用于向所述逻辑控制单元提供工作电压。

本发明还提供一种开关电源系统，包括：交流电压源、与所述交流电压源连接的整流电路、与所述整流电路连接的母线电容、与所述母线电容和所述整流电路的公共端连接的母线直流电压端、以及如本发明所述的开关电源控制器；所述开关电源控制器接入在所述母线直流电压端和所述开关电源的输出电压端之间。

本发明还提供一种开关电源系统供电方法，包括：

设置开关电源控制器，所述开关电源控制器包括位于同一封装体内的内置储能单元、输出电压供电单元和逻辑控制单元；

在所述开关电源控制器输出建立后，除采样时间外的退磁时间内，均由所述输出电压供电单元利用所述开关电源系统的输出电压，来向所述内置储能单元供电，使得所述内置储能单元向开关电源控制器提供工作电压，以确保所述开关电源控制器的正常工作。

与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益效果之一：

1、开关电源控制器的输出电压供电单元、内置储能单元以及逻辑控制单元集成在同一封装体(即芯片)内，由此在采用输出电压向逻辑控制单元供电的基础上，可以省去对输出电压进行采样的外置电容，进而改善输出电压的负载调整率和动态特性，且使得整个系统更简洁，系统成本低，利于开关电源系统的小型化以及简单化。

2、可以在整个开关电源系统的大部分负载范围(例如空载和轻载)内，主要采用输出电压向内置储能单元充电，进而向逻辑控制单元提供所需的工作电压，由于输出电压低，占空比小，退磁时间长，因此能显著降低开关电源控制器本身的供电损耗，实现更低待机功耗，同时克服了将VCC电容内置于开关电源控制器中且在功率管导通时只能由VCC电容供电而导致所需的VCC电容太大且电路面积增大的技术偏见，由此避免了对内置的储能电容的大小限制，使得小电容也可以满足开关电源系统的供电需求。

3、在内置储能单元不足以向逻辑控制单元供电的情况下，由高压供电单元向内置储能单元供电，由此实现输出电压供电和高压供电组合的混合供电方式，并实现开关电源控制器的芯片启动和输出建立，以及在输出建立后能维持开关电源控制器自身系统的正常工作。且进一步充分利用输出电压向内置储能单元供电的机会，尽量减少高压供电单元直接向内置储能单元供电的比例，只需要小部分电量由高压供电单元提供，由此可以保证开关电源系统的待机功耗和轻载效率。

4、本发明的技术方案，适用于对待机功耗等有较高需求的应用场合，特别是在一些非隔离的辅助电源应用中。

附图说明

图1是现有的一种具有外置VCC采样电容的high side buck AC-DC开关电源系统的电路结构示意图。

图2是本发明一实施例的开关电源控制器的电路结构示意图。

图3是图2所示的开关电源控制器的具体示例电路示意图。

图4是本发明一实施例的开关电源系统的结构示意图。

图5～图10是本发明一实施例的开关电源系统供电方法中的充电和采样时序图示例。

图11是本发明另一实施例的开关电源控制器的电路结构示意图。

图12是本发明另一实施例的开关电源系统的结构示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的技术方案作进一步详细说明。根据下面说明，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

请参考图2至图4，本发明一实施例提供一种开关电源控制器U2，用于控制一开关电源系统的输出电压DC OUT。所述开关电源控制器U2包括：逻辑控制单元10、高压供电单元11、输出电压供电单元12、内置储能单元13、电压检测单元14、驱动单元15、功率开关管采样单元16、过温保护单元17、屏蔽时间检测单元18、振荡器19和退磁检测单元20。且这些单元均集成在同一封装体(即芯片)内，使得本实施例的开关电源控制器为一开关电源控制芯片。所述输出电压供电单元12包括第一电子开关SW。所述内置储能单元13包括储能电容C0、稳压二极管D0和线性稳压器LDO。振荡器(OSC)19与逻辑控制单元10电连接，用于调整开关电源系统的工作频率。

输出电压供电单元12用于利用所述开关电源系统的输出电压DC OUT对所述储能电容C0进行充电。输出电压供电单元12包括第一电子开关SW，第一电子开关SW的通路一端连接所述开关电源系统的输出电压反馈端VFB，第一电子开关SW的通路另一端连接储能电容C0的一端和稳压二极管D0的阴极，第一电子开关SW的控制端连接所述逻辑控制单元10的相应的信号输出端，第一电子开关SW能够在逻辑控制单元10的控制下进行导通或关断，且在第一电子开关SW导通时，能够实现输出电压DC OUT对所述储能电容C0进行充电。第一电子开关SW可以为MOS晶体管、三极管等。

内置储能单元13用于向所述逻辑控制单元10提供工作电压，以使得开关电源控制器U2能够维持正常工作状态和待机状态等。在内置储能单元13中，储能电容C0的一端和稳压二极管D0的阳极均接地，储能电容C0的另一端和稳压二极管D0的阴极以及线性稳压器LDO的一电压输入端，以形成内置储能单元13的电力输入端，线性稳压器LDO的电压输出端作为内置储能单元13的电力输出端，连接逻辑控制单元10的工作电压端VCC，线性稳压器LDO的另一电压输入端接入第一参考电压REF，所述线性稳压器LDO用于根据所述第一参考电压REF，将所述储能电容C0所输出的电压调整至所述逻辑控制单元10所需的工作电压VCC。其中，储能电容C0的电容值可以是200pF，稳压二极管D0可以是10V稳压二极管。

高压供电单元11的输入端连接所述开关电源系统的母线直流电压端DRAIN(即功率开关管Q0的漏端)，高压供电单元11的输出端连接所述内置储能单元13的电力输入端。高压供电单元11用于在储能电容C0不足以向逻辑控制单元10提供工作电压的阶段，对储能电容C0进行充电。其中高压供电单元11的电路设计可以参考本申请人之前的专利申请CN104124878A，在此不再赘述。

此外，储能电容C0不足以向逻辑控制单元10提供工作电压的阶段，即高压供电单元11对储能电容C0进行充电的阶段，包括：所述开关电源控制器启动和输出建立前的阶段，以及，非连续导通(DCM)模式下从退磁结束到功率开关管Q0的下个开关周期开启之前且储能电容C0的电压VCC低于一预设阈值后的阶段。

具体地，在开关电源控制器U2芯片启动和输出建立前，由高压供电单元11对储能电容C0进行充电，即开关电源控制器U2由高压供电单元11直接供电，由此可以实现开关电源控制器U2的快速启动。开关电源控制器U2芯片输出建立后，且在功率开关管Q0关断后，退磁时间内，除了采样时间，都通过输出电压DC OUT对储能电容C0供电，由此降低芯片损耗，提高系统效率。在CCM(连续导通)模式下，退磁时间内，除了采样时间，都通过输出电压DCOUT对储能电容C0供电。在DCM模式下，退磁时间内，除了采样时间，都通过输出电压DC OUT对储能电容C0供电，而退磁结束到功率开关管Q0的下个开关周期开启期间，开关电源控制器U2可以进入待机模式，关闭其内部的大部分电路，降低静态电流，让储能电容C0的输出维持尽量长时间，直到储能电容C0的电压VCC低于某一预设阈值时，才启动高压供电单元11对储能电容C0充电，确保开关电源控制器U2芯片正常工作。

作为一种示例，可以设计逻辑控制单元10能优化所述输出电压供电单元12和所述高压供电单元11的供电时间比例，以使得所述输出电压供电单元12在所述逻辑控制单元的控制下，能在所述开关电源系统的大部分负载范围内，向所述内置储能单元13充电。由此可以通过输出电压供电单元12充分利用开关电源系统的输出电压DC OUT向储能电容C0供电的机会，尽量减少高压供电单元11直接向储能电容C0供电的比例，进而能显著降低开关电源控制器本身的供电损耗，实现更低待机功耗，并使得小电容也可以满足开关电源系统的供电需求。且可以在整个开关电源系统的大部分负载范围内，主要让输出电压供电单元12向储能电容C0供电，例如在空载和轻载时大部分电可以由输出电压供电单元12提供，只需要小部分电量由高压供电单元11提供，由此可以保证开关电源系统的待机功耗和轻载效率。

请参考图3，功率开关管采样单元16包括功率开关管Q0和采样电阻Rcs，功率开关管Q0的漏端连接开关电源系统的母线直流电压端DRAIN，源极连接采样电阻Rcs的一端，栅极连接驱动单元15，采样电阻Rcs的另一端接地。所述功采样电阻Rcs用于对流过所述功率开关管Q0的电流进行采样，以反映开关电源系统的负载变化。由此，逻辑控制单元10能够根据所述功率开关管采样单元16的采样结果来控制所述输出电压供电单元12，以使得输出电压供电单元12能够在所述功率开关管采样单元16进行电流采样之前和/或之后对所述内置储能单元13充电。当然，在本发明的其他实施例中，所述采样电阻Rcs还可以被替代为MOS管或三极管等其他元器件。

驱动单元15的一输入端连接逻辑控制单元10，另一输入端连接过温保护单元17，驱动单元15的输出端连接功率开关管Q0的栅极，驱动单元15用于在所述逻辑控制单元10的控制下驱动所述功率开关管Q0导通或关断，以调整所述开关电源系统的输出电压DC OUT。其中，功率开关管Q0关断后，图2中的电感L开始退磁过程。所述输出电压供电单元12在逻辑控制单元10的控制下，根据所述驱动单元15调整后的输出电压DC OUT对所述内置储能单元13进行充电。

过温保护单元17用于检测开关电源控制器的芯片温度，并在所述芯片温度超过预设温度阈值时，能够控制驱动单元15来关断功率开关管Q0，以避免功率开关管Q0因温度过高而失效，同时减小开关电源控系统的输出功率，进而及时降低芯片温度。

屏蔽时间检测单元18，又称为前沿消隐(leading edge blanking，LEB)单元，其输出端连接所述逻辑控制单元10，其输入端连接功率开关管Q0的源极，屏蔽时间检测单元18用于向所述逻辑控制单元10反馈所述功率开关管采样单元16电流采样的屏蔽时间，由此，逻辑控制单元10能根据屏蔽时间检测单元18的反馈结果，控制输出电压供电单元12在所述功率开关管Q0关断且非采样时间的退磁阶段内对内置的储能电容C0进行充电。

退磁检测单元20的输出端连接所述逻辑控制单元10，输入端连接VFB端，以在功率开关管Q0关断期间，检测从功率开关管Q0关断到VFB端电压第一次降为0的时间，即开关电源系统的退磁时间，并输出给逻辑控制单元10。也就是说说，所述退磁检测单元20能用于检测开关电源系统的退磁点并向所述逻辑控制单元10反馈退磁检测结果。由此，逻辑控制单元10能根据退磁检测单元20的反馈结果，控制所述输出电压供电单元12在相应的退磁阶段内对所述内置储能单元13的储能电容C0充电。

电压检测单元14包括电压采样模块141、第二电子开关Ts、滤波电容Cs和比较器Comp，第二电子开关Ts可以是MOS晶体管或三极管等电子元器件，电压采样模块141包括串联在所述输出电压反馈端VFB和地之间的两个电压采样电阻Rs1、Rs2。两个电压采样电阻Rs1、Rs2相互连接的节点为所述电压采样模块141的采样输出端，连接第二电子开关Ts的通路一端。采样电阻Rs1与输出电压反馈端VFB连接的一端为电压采样模块141的采样输入端。本实施例中，所述两个电压采样电阻Rs1、Rs2内置于所述开关电源控制器的芯片内部。第二电子开关Ts的通路另一端连接一滤波电容Cs和比较器Comp的一输入端，第二电子开关Ts的控制端连接逻辑控制单元10的相应的信号输出端，比较器Comp的另一输入端接入第二参考电压Vref，比较器Comp的输出端连接所述逻辑控制单元10的输出补偿端Vcomp。第二电子开关Ts在逻辑控制单元10的控制下导通，以实现对输出电压DC OUT的电压采样，进而使得比较器Comp能够比较电压采样得到的电压和第二参考电压Vref之间的大小，以输出电压补偿信号Vcomp，逻辑控制单元10能够根据Vcomp信号来产生控制驱动单元15的PWM(脉宽调制)信号或PFM(脉冲频率调制)信号，进而驱动单元15驱动所述功率开关管Q0导通或关断，以调整所述开关电源系统的输出电压DC OUT。

可选地，所述电压检测单元14还包括过载短路保护模块142，所述过载短路保护模块142的输入端连接所述第二电子开关Ts与所述比较器Comp相互连接的一端，所述过载短路保护模块142的输出端连接所述逻辑控制单元10的相应的输入端。所述过载短路保护模块142用于在所述开关电源系统发生输出短路和/过载时，对流经所述功率开关管Q0和负载上的输出电流进行控制，以保护所述开关电源系统。过载短路保护模块142的电路设计可以参考本申请人之前的专利申请CN105870896A，在此不再赘述。

请参考图2至图4，本实施例还提供一种开关电源系统，包括：交流电压源AC IN、与所述交流电压源AC IN连接的整流电路、与所述整流电路连接的母线电容C1、与所述母线电容C1和所述整流电路的公共端连接的母线直流电压端DRAIN、本实施例的开关电源控制器U2、电感L、二极管D5、D6以及输出电容C2。所述开关电源控制器U2接入在所述母线直流电压端DRAIN和所述开关电源系统的输出电压端DC OUT之间。整流电路包括四个二极管D1～D4。电感L一端接二极管D5的阴极和开关电源控制器U2的地端，另一端接输出电容C2的一端和二极管D6的阳极，输出电容C2的另一端和二极管D5的阳极均接地，二极管D6的阴极接开关电源控制器U2的输出电压反馈端VFB。交流电压源AC IN通过四个二极管D1～D4整流和母线电容C1滤波得到直流电压Vbus。功率开关管Q0、电感L、二极管D6以及输出电容C2组成典型的high-side buck开关电源拓扑。二极管D6可以隔离开关电源控制器U2启动阶段的高压，此时电压采样电阻Rs1和Rs2可以选用低压电阻或者高压电阻。在本发明的其他实施例中，当电压检测单元14中的电压采样电阻Rs1和Rs2使用高压电阻时，还可以省去D6，以进一步精简外围电路。

请参考图2～图11，本实施例还提供一种开关电源系统供电方法，适用于本实施例的开关电源系统，所述开关电源系统供电方法包括：

首先，在开关电源系统的开关电源控制器U2芯片启动和输出建立前，由高压供电单元11向所述开关电源控制器的内置储能单元13的储能电容Co充电，使得所述内置储能单元13向开关电源控制器提供工作电压VCC，以完成开关电源控制器启动和输出建立。具体地，开关电源系统启动时，储能电容Co上的VCC电压初始为0，开关电源系统通过高压供电单元11对储能电容C0充电，储能电容Co上的VCC电压逐渐上升。当VCC电压大于等于一工作电压阈值时，逻辑控制单元10控制所述高压供电单元11关断，系统启动完成。

接着，在所述开关电源控制器U2芯片输出建立后，且在功率开关管Q0关断后，除采样时间Ts外的退磁时间内，均由输出电压供电单元12利用所述开关电源系统的输出电压DCOUT，来对储能电容C0充电，使得所述内置储能单元13向开关电源控制器U2提供工作电压VCC，以确保所述开关电源控制器U2的正常工作。具体地，每个功率开关管Q0的开关周期，开关电源控制器U2通过电压检测单元14对输出电压DC OUT进行采样，功率开关管Q0关断时，在电感L退磁且退磁还没有结束的时候，第一电子开关SW导通，输出电压DCOUT通过二极管D6、输出电压反馈端VFB和第一电子开关SW对储能电容C0充电，在需要采样的时候和退磁结束的时候，关闭此开关SW。

下面结合图5至图10所示的时序图来进一步说明本实施例的开关电源系统供电方法，各图中，SW_Charge曲线是第一电子开关SW导通和关断的时序曲线，高电平表示SW_Charge导通。VFB曲线是输出电压DCout的时序曲线，TS曲线是第二电子开关Ts导通和关断的时序曲线，高电平表示Ts导通，TS曲线也表示采样时间曲线。

请参考图5，图5是开关电源系统工作在CCM模式下的一种充电和采样时序，即在所述开关电源控制器U2芯片输出建立后，除了功率开关管Q0的导通时间，系统全部工作在退磁过程当中，在退磁期间，除了采样时间Ts，其他退磁时间都可以通过输出电压DCout对内部储能电容C0充电，且充电时间(即SW_Charge为高电平的时间)在采样时间Ts(即TS为高电平的时间)之前。其中，CCM模式，即连续导通模式(ContinuousConduction Mode)，在一个功率开关管Q0的开关周期内，电感L的电流从不会下降到0。或者说电感L从不“复位”，意味着在开关周期内电感L磁通从不回到0，功率开关管Q0闭合时，电感L线圈中还有电流流过。

请参考图6，图6是开关电源系统工作在DCM模式下的一种充电和采样时序，即在所述开关电源控制器U2芯片输出建立后，且在功率开关管Q0关断后，同样的，退磁时间内，除了采样时间Ts，其他退磁时间，输出电压DCout都通过第一电子开关SW对内部储能电容C0充电，且充电时间(即SW_Charge为高电平的时间)在采样时间Ts(即TS为高电平的时间)之前。其中，DCM模式，即非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode)，在一个功率开关管Q0的开关周期内，电感L的电流总会下降到0，意味着电感L被适当地“复位”，即功率开关管Q0闭合时，电感L电流为零。

图7是开关电源系统工作在CCM模式的另外一种充电和采样时序，图8是开关电源系统工作在DCM模式下的另外一种充电和采样时序，这两种模式下，采样时间Ts均在退磁过程中的某个时间段，同样地，在所述开关电源控制器U2芯片输出建立后，且在功率开关管Q0关断后，非采样时间的退磁时间内，输出电压DCout都通过第一电子开关SW对内部储能电容C0充电。相应地，这两种模式下，充电时间(即SW_Charge为高电平的时间)有一段位于采样时间Ts(即TS为高电平的时间)之前，还有一段位于采样时间Ts(即TS为高电平的时间)之后。

图9是开关电源系统工作在CCM模式的另外一种充电和采样时序，图10是开关电源系统工作在DCM模式下的另外一种充电和采样时序，这两种模式下，在所述开关电源控制器U2芯片输出建立后，且在功率开关管Q0关断后，非采样时间的退磁时间内，输出电压DCout都通过第一电子开关SW对内部储能电容C0充电。相应地，这两种模式下，充电时间(即SW_Charge为高电平的时间)均在采样时间Ts(即TS为高电平的时间)之后。

需要说明的是，在high side buck开关电源系统中，多数负载工作在CCM模式，此时，开关电源控制器U2的供电完全可以由输出电压DC OUT通过输出电压供电单元和内置储能单元提供，由此降低开关电源控制器U2本身的芯片损耗，提高系统效率。而当开关电源系统工作在DCM模式时，退磁期间除了采样时间，输出电压DC OUT都可以对储能电容C0充电。退磁结束到下个开关周期开启期间，开关电源控制器U2可以进入待机模式，关闭其内部的大部分电路，降低静态电流，让储能电容C0向逻辑控制单元10供电能维持尽量长时间，当储能电容C0的电压VCC低于某一值后，通过高压供电单元给储能电容C0充电，以确保开关电源控制器U2正常工作。因此，通过优化输出电压供电单元12和高压供电单元11的供电时间、开关电源控制器U2的待机电流以及内置的储能电容C0的电压等参数，可以让整个开关电源系统大部分负载范围内，开关电源控制器U2所需的工作电压均由输出电压DC OUT通过输出电压供电单元12和储能电容C0来提供和维持，在空载和轻载时大部分电可以由输出电压DCOUT通过输出电压供电单元12和储能电容C0来提供，只有小部分电量由高压供电单元11供电，由此保证系统的待机功耗和轻载效率。

本实施例的开关电源系统供电方法中，输出电压DC OUT低，占空比小，退磁时间长，利用输出电压供电单元和高压供电单元混合供电方式，可以充分利用输出电压DC OUT供电的机会，尽量减少高压供电单元直接供电的比例，可以明显降低供电损耗，实现更低待机功耗，且有利于提高轻载效率。

上述实施例中，虽然以“逻辑控制单元10、高压供电单元11、输出电压供电单元12、内置储能单元13、电压检测单元14、驱动单元15和功率开关管采样单元16、过温保护单元17、屏蔽时间检测单元18、振荡器19和退磁检测单元20”集成在同一封装体(即芯片)内并单独作为一个模块为例来对本发明的开关电源控制器、开关电源系统以及开关电源系统供电方法进行了说明，但是本发明的技术方案并不仅仅限定于此。在本发明的其他实施例中，也可以是，逻辑控制单元10、高压供电单元11、输出电压供电单元12、内置储能单元13、电压检测单元14、驱动单元15和功率开关管采样单元16、过温保护单元17、屏蔽时间检测单元18、振荡器19和退磁检测单元20中的至少一个单元的一部分结构或全部的结构和其他单元集成为一个功能模块，例如电压检测单元14和退磁检测单元20集成为一个具有复合功能的功能模块，既可以检测VFB端电压以使得逻辑控制单元10控制驱动单元15来调整输出电压，又可以检测退磁时间，以使得逻辑控制单元10能控制输出电压供电单元12在退磁阶段内对内置储能单元13进行充电。在本发明的其他实施例中，还可以是，逻辑控制单元10、高压供电单元11、输出电压供电单元12、内置储能单元13、电压检测单元14、驱动单元15和功率开关管采样单元16、过温保护单元17、屏蔽时间检测单元18、振荡器19和退磁检测单元20中的至少一个单元的一部分结构或全部的结构外置于开关电源控制器的芯片外，其余部分均集成在同一芯片中，形成开关电源控制芯片。例如，仅电压检测单元14的电压采样模块141中的电压采样电阻Rs1、Rs2外置于开关电源控制芯片之外，开关电源控制器的其余结构均集成在开关电源控制芯片中。

具体地，请参考图11和图12，本发明的另一实施例提供一种开关电源控制器U2，用于控制一开关电源系统的输出电压DC OUT。所述开关电源控制器U2包括：逻辑控制单元10、高压供电单元11、输出电压供电单元12、内置储能单元13、电压检测单元14、驱动单元15和功率开关管采样单元16、过温保护单元17、屏蔽时间检测单元18以及振荡器19。且所述输出电压供电单元12包括第一电子开关SW，所述内置储能单元13包括储能电容C0、稳压二极管D0和线性稳压器LDO，功率开关管采样单元16包括功率开关管Q0和采样电阻Rcs，电压检测单元14包括电压采样模块141、第二电子开关Ts、滤波电容Cs和比较器Comp，电压采样模块141包括串联在所述输出电压反馈端VFB和地之间的两个电压采样电阻Rs1、Rs2。

逻辑控制单元10、高压供电单元11、输出电压供电单元12、内置储能单元13、第二电子开关Ts、滤波电容Cs和比较器Comp、驱动单元15和功率开关管采样单元16、过温保护单元17、屏蔽时间检测单元18以及振荡器19集成在同一芯片内，形成开关电源控制芯片。电压采样电阻Rs1、Rs2外置于开关电源控制芯片的外部，由此可以通过改变电压采样电阻Rs1、Rs2来改变输出电压DC OUT，应用更加灵活。

也就是说，本实施例的开关电源控制器U2所对应的开关电源控制芯片，相较于图2所示的开关电源控制器U2所对应的开关电源控制芯片，其内部的电压检测单元不具有电压采样电阻，但其外部多出一个用于电压采样的输入端VCS，且VCS端和输出电压反馈端VFB之间连接有一可被替换的外置的电压采样电阻Rs1，VCS端和电感L的一端之间连接有一可被替换的外置的电压采样电阻Rs2。

请参考图12，本实施例还提供一种具有图11所示的开关电源控制器U2所对应的开关电源控制器芯片的开关电源系统。该开关电源系统还包括：交流电压源AC IN、与所述交流电压源AC IN连接的整流电路、与所述整流电路连接的母线电容C1、与所述母线电容C1和所述整流电路的公共端连接的母线直流电压端DRAIN、可被替换的电压采样电阻Rs1和电压采样电阻Rs2、电感L、二极管D5以及输出电容C2。电压采样电阻Rs1连接在开关电源控制器芯片的VCS端和输出电压反馈端VFB之间，电压采样电阻Rs2连接在VCS端和电感L的一端之间。本实施例的开关电源系统的供电方法，与上一实施例所述的开关电源系统供电方法相同，在此不再赘述。

本实施例中，当电压采样电阻Rs1、Rs2采用低压电阻时，输出电压反馈端VFB和输出电压DC OUT之间还连接有二极管D6，当电压采样电阻Rs1、Rs2采用高压电阻时，可以省略二极管D6，以进一步精简电路结构。

需要说明的是，上述各实施例中，内置储能单元13中的储能元件均以电容为例，但是本发明的技术方案并不仅仅限定于此，内置储能单元13中的储能元件还可以被替换为电感或者电容和电感的组合等。另外，上述各实施例中，输出电压供电单元12的最简结构为一个第一电子开关SW，且第一电子开关SW为MOS晶体管、三极管等电子元件，由此最大程度地简化开关电源控制器的结构，并最大程度地降低开关电源控制器的自身功耗，但是，但是本发明的技术方案并不仅仅限定于此，输出电压供电单元12还可以是其他能够提供用于连接逻辑控制单元的控制端并在逻辑控制单元的控制下提供从VFB端至存储电容C0一端的电流通路的任意合适电路，其可以有多个MOS管组成，且组成输出电压供电单元12的电路越复杂，其引起的开关电源控制器的自身功耗越大。

进一步需要说明的是，上述各实施例中，虽然均以输出电压供电单元12和高压供电单元11混合供电的方式为例进行的相应描述，但是本发明的技术方案并不仅仅限定于此。例如，在本发明的其他实施例中，例如负载均工作在CCM模式的high side buck开关电源系统中，其开关电源控制器可以设置有VCC外接端口或者Vin外接端口，在开关电源控制器的内部，可以将高压供电单元替换为一个高压电阻(未图示)，且该高压电阻一端可以连接VCC外接端口或者Vin外接端口，以接入母线电压，另一端连接LDO，由此，开关电源控制器中能省略高压供电单元11，在开关电源控制器的芯片启动和输出建立阶段，由开关电源系统的母线电压Vbus向逻辑控制单元10供电，之后的供电完全可以由输出电压DC OUT通过输出电压供电单元12和内置储能单元13提供，由此简化开关电源控制器的结构，并降低开关电源控制器本身的芯片损耗，提高系统效率。

此外，本发明的技术方案不仅仅适用于high side buck开关电源系统，还适用于恒压输出的任意合适的开关电源系统，这些开关电源系统的输出电压能被其电压检测单元周期性采样，逻辑控制单元能够根据采样结果来快速、精确地调整输出电压，由此改善了其动态响应特性，并且提高了输出电压的精度。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。