阅读说明：本技术 电力转换装置、马达模块以及电动助力转向装置 (Power conversion device, motor module, and electric power steering device ) 是由 远藤修司 锅师香织 于 2018-11-20 设计创作，主要内容包括：提供能够改善PWM控制的载波周期中的电压的有效利用率的降低从而实现逆变器的高输出化的电力转换装置。本公开的电力转换装置(1000)具有：第1逆变器(120)；第2逆变器(130)；以及控制电路(300),其按照至少一种开关方式对第1逆变器和第2逆变器的开关元件进行PWM控制。控制电路(300)针对各相的H桥,按照以下的至少一种开关方式进行PWM控制：在使一对支路中的一个支路的高边开关元件接通的状态下,对另一个支路的低边开关元件进行开关,或者在使一对支路中的一个支路的低边开关元件接通的状态下,对另一个支路的高边开关元件进行开关。(Provided is a power conversion device which can improve the reduction of the effective utilization rate of voltage in a carrier cycle of PWM control and realize the high output of an inverter. A power conversion device (1000) of the present disclosure includes: a 1 st inverter (120); a 2 nd inverter (130); and a control circuit (300) that performs PWM control of the switching elements of the 1 st inverter and the 2 nd inverter in accordance with at least one switching method. The control circuit (300) performs PWM control for the H-bridge of each phase according to at least one of the following switching modes: the high-side switching element of one of the pair of legs is switched on while the low-side switching element of the other leg is switched on, or the high-side switching element of the other leg is switched on while the low-side switching element of the one of the pair of legs is switched on.)

电力转换装置、马达模块以及电动助力转向装置

技术领域

本公开涉及将来自电源的电力转换为向电动马达提供的电力的电力转换装置、马达模块以及电动助力转向装置。

背景技术

在具有电压型逆变器的马达驱动系统中，一般采用互补PWM(Pulse WidthModulation：脉冲宽度调制)控制。该马达驱动系统将直流(DC)电压转换为交流(AC)电压。互补PWM控制是指通过向支路中的串联连接的两个开关元件、例如场效应晶体管(典型地是MOSFET)提供相反相位的控制信号而使双方的开关元件反转从而进行开关的控制。

在互补PWM控制中，特别是有可能由于作为开关元件的FET的接通和断开的滞后而导致高边和低边的FET同时接通，其结果为，电子部件破损。为了防止该破损，需要插入死区时间。死区时间是高边和低边的FET均断开的时间。MOSFET通常需要几μs的死区时间。

在专利文献1中，公开了根据占空比来决定由PWM的载波频率和反相PWM控制的时间(反相时间)的互补PWM控制。PWM控制单元在占空比指令信号不到规定的占空比的情况下，进行如下的PWM控制：将载波频率固定为规定的值(例如20kHz)，并且根据占空比而使反相时间变化。PWM控制单元在占空比指令信号为规定的占空比以上的情况下，进行如下的PWM控制：将反相时间固定为规定的值(例如20μs)，并且根据占空比而使载波频率变化。特别地，反相时间的规定的值优选长于规定的死区时间。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2009-261223号公报

发明内容

发明要解决的课题

在互补PWM控制中，通过插入死区时间，在载波周期中产生无法施加电压的区间，因此存在载波周期、即电压的有效利用率降低这样的问题。

本公开的实施方式提供能够改善载波周期中的电压的有效利用率的降低从而实现逆变器(马达)的高输出化的电力转换装置、具有该电力转换装置的马达模块以及具有该马达模块的电动助力转向装置。

用于解决课题的手段

本公开的例示的电力转换装置将来自电源的电力转换为向具有n相的绕组的马达提供的电力，n为3以上的整数，其中，该电力转换装置具有：第1逆变器，其与所述马达的各相的绕组的一端连接，具有n个支路；第2逆变器，其与所述马达的各相的绕组的另一端连接，具有n个支路；以及控制电路，其按照至少一种开关方式对所述第1逆变器和所述第2逆变器的开关元件进行PWM控制，由所述n相的绕组、所述第1逆变器的所述n个支路以及所述第2逆变器的所述n个支路构成了所述n相的H桥，所述n相的H桥各自具有一对支路，所述控制电路针对各相的H桥，按照以下的所述至少一种开关方式进行PWM控制：在使所述一对支路中的一个支路的高边开关元件接通的状态下，对另一个支路的低边开关元件进行开关，或者在使所述一对支路中的一个支路的低边开关元件接通的状态下，对另一个支路的高边开关元件进行开关。

发明效果

根据本公开的例示的实施方式，提供了能够改善载波周期中的电压的有效利用率的降低从而实现逆变器的高输出化的电力转换装置、具有该电力转换装置的马达模块以及具有该马达模块的电动助力转向装置。

附图说明

图1是示出例示的实施方式1的逆变器单元100的电路结构的电路图。

图2是示出例示的实施方式1的马达模块2000的块结构、并且主要示出电力转换装置1000的块结构的块结构图。

图3是例示对按照三相通电控制来控制电力转换装置100时在马达200的A相、B相以及C相的各绕组中流动的电流值进行标绘而得到的电流波形(正弦波)的曲线图。

图4A是示出第1开关方式的代表性的开关模式和相电流的流动的示意图。

图4B是示出第1开关方式的代表性的开关模式和相电流的流动的示意图。

图4C是示出第1开关方式的代表性的开关模式和相电流的流动的示意图。

图4D是示出第1开关方式的代表性的开关模式和相电流的流动的示意图。

图5是例示按照第1开关方式进行PWM控制的情况下的电压波形和相电流波形的曲线图。

图6是用于对相电流I和相电压V的相位关系进行说明的示意图。

图7是例示根据PWM控制而生成开关模式的逻辑的示意图。

图8是例示按照第2开关方式进行PWM控制的情况下的电压波形和相电流波形的曲线图。

图9A是示出混合PWM控制的代表性的开关模式和相电流的流动的示意图。

图9B是示出混合PWM控制的代表性的开关模式和相电流的流动的示意图。

图9C是示出混合PWM控制的代表性的开关模式和相电流的流动的示意图。

图9D是示出混合PWM控制的代表性的开关模式和相电流的流动的示意图。

图10是示出例示的实施方式2的电动助力转向装置3000的典型结构的示意图。

具体实施方式

以下，参照附图对本公开的电力转换装置、马达模块以及电动助力转向装置的实施方式进行详细说明。但是，为了避免以下的说明不必要地冗长，使本领域技术人员容易理解，有时省略过度的详细说明。例如，有时省略对众所周知的事项的详细说明和对实质上相同的结构的重复说明。

在本说明书中，以将来自电源的电力转换为向具有3相(A相、B相、C相)的绕组的3相马达提供的电力的电力转换装置为例，对本公开的实施方式进行说明。但是，将来自电源的电力转换为向具有4相或5相等n相(n为4以上的整数)的绕组的n相马达提供的电力的电力转换装置也属于本公开的范畴。

(实施方式1)

[1-1.逆变器单元100的构造]

图1示意性地示出了本实施方式的逆变器单元100的电路结构。

逆变器单元100具有电源切断电路110、第1逆变器120以及第2逆变器130。但是，逆变器单元100也可以不具有电源切断电路110。逆变器单元100能够将来自电源101A、101B的电力转换为向马达200提供的电力。例如，第1和第2逆变器120、130能够将直流电力转换为作为A相、B相以及C相的伪正弦波的3相交流电力。

马达200例如是3相交流马达。马达200具有A相的绕组M1、B相的绕组M2以及C相的绕组M3，该马达200与第1逆变器120和第2逆变器130连接。具体而言，第1逆变器120与马达200的各相的绕组的一端与连接，第2逆变器130与各相的绕组的另一端连接。在本说明书中，部件(构成要素)彼此之间的“连接”主要指电连接。

第1逆变器120具有与各相对应的端子A_L、B_L以及C_L。第2逆变器130具有与各相对应的端子A_R、B_R以及C_R。第1逆变器120的端子A_L与A相的绕组M1的一端连接，端子B_L与B相的绕组M2的一端连接，端子C_L与C相的绕组M3的一端连接。与第1逆变器120同样地，第2逆变器130的端子A_R与A相的绕组M1的另一端连接，端子B_R与B相的绕组M2的另一端连接，端子C_R与C相的绕组M3的另一端连接。这样的马达接线与所谓的星形接线和三角形接线不同。

电源切断电路110具有第1至第4开关元件111、112、113以及114。在逆变器单元100中，第1逆变器120能够通过电源切断电路110而与电源101A和GND电连接。第2逆变器130能够通过电源切断电路110而与电源101B和GND电连接。具体而言，第1开关元件111能够切换第1逆变器120与GND的连接和非连接。第2开关元件112能够切换电源101A与第1逆变器120的连接和非连接。第3开关元件113能够切换第2逆变器130与GND的连接和非连接。第4开关元件114能够切换电源101B与第2逆变器130的连接和非连接。

第1至第4开关元件111、112、113以及114的接通和断开例如能够由微控制器或专用驱动器进行控制。第1至第4开关元件111、112、113以及114能够切断双向的电流。作为第1至第4开关元件111、112、113以及114，例如，可以使用晶闸管、模拟开关IC或者在内部形成有寄生二极管的场效应晶体管(典型地是MOSFET)等半导体开关、以及机械继电器等。也可以使用二极管和绝缘栅双极晶体管(IGBT)等的组合。在本说明书的附图中，作为第1至第4开关元件111、112、113以及114，例示了MOSFET。以下，有时将第1至第4开关元件111、112、113以及114分别记作SW 111、SW 112、SW 113以及SW 114。

SW 111配置为在内部的寄生二极管中正向电流朝向第1逆变器120流动。SW 112配置为在寄生二极管中正向电流朝向电源101A流动。SW 113配置为在寄生二极管中正向电流朝向第2逆变器130流动。SW 114配置为在寄生二极管中正向电流朝向电源101B流动。

电源切断电路110优选像图示那样还具有反向连接保护用的第5和第6开关元件115、116。第5和第6开关元件115、116典型地是具有寄生二极管的MOSFET的半导体开关。第5开关元件115与SW 112串联连接，配置为在寄生二极管中正向电流朝向第1逆变器120流动。第6开关元件116与SW 114串联连接，配置为在寄生二极管中正向电流朝向第2逆变器130流动。即使在电源101A、101B反向连接了的情况下，也能够利用反向连接保护用的两个开关元件切断反向电流。

不限于图示的例子，所使用的开关元件的个数是考虑设计规格等而适当决定的。特别是在车载领域中，从安全性的观点出发，要求高品质保证，因此优选预先设置用于各逆变器的多个开关元件。

电源可以具有第1逆变器120用的电源101A和第2逆变器130用的电源101B。电源101、101B生成规定的电源电压(例如，12V)。作为电源，例如使用直流电源。但是，电源也可以是AC-DC转换器和DC-DC转换器，也可以是电池(蓄电池)。另外，电源101也可以是第1和第2逆变器120、130共用的一个电源。

在电源101A、101B与电源切断电路110之间设置有线圈102。线圈102作为噪声滤波器而发挥功能，进行平滑化，使得向各逆变器提供的电压波形所包含的高频噪声、或者在各逆变器中产生的高频噪声不会向电源侧流出。

在各逆变器的电源端子连接有电容器103。电容器103是所谓的旁路电容器，抑制电压纹波。电容器103例如是电解电容器，容量和使用的个数是根据设计规格等而适当决定的。

第1逆变器120具有桥电路，该桥电路具有3个支路。各支路具有低边开关元件和高边开关元件。A相支路具有低边开关元件121L和高边开关元件121H。B相支路具有低边开关元件122L和高边开关元件122H。C相支路具有低边开关元件123L和高边开关元件123H。作为开关元件，例如可以使用FET或IGBT。以下，对使用MOSFET作为开关元件的例子进行说明，有时将开关元件记作SW。例如，将低边开关元件121L、122L以及123L记载为SW 121L、SW 122L以及SW 123L。

第1逆变器120具有检测在A相、B相以及C相的各相的绕组中流动的电流的电流传感器150(参照图3)所包含的3个分流电阻121R、122R以及123R。电流传感器150包含检测在各分流电阻中流动的电流的电流检测电路(未图示)。例如，分流电阻121R、122R以及123R分别连接在第1逆变器120的3个支路所包含的3个低边开关元件与GND之间。具体而言，分流电阻121R电连接在SW 121L与SW 111之间，分流电阻122R电连接在SW 122L与SW 111之间，分流电阻123R电连接在SW 123L与SW 111之间。分流电阻的电阻值例如为0.5mΩ～1.0mΩ左右。

第2逆变器130与第1逆变器120同样地具有桥电路，该桥电路具有3个支路。A相支路具有低边开关元件131L和高边开关元件131H。B相支路具有低边开关元件132L和高边开关元件132H。C相支路具有低边开关元件133L和高边开关元件133H。另外，第2逆变器130具有3个分流电阻131R、132R以及133R。这些分流电阻连接在3个支路所包含的3个低边开关元件与GND之间。

对于各逆变器，分流电阻的数量不限于3个。例如，可以使用A相、B相用的2个分流电阻、B相、C相用的2个分流电阻、以及A相、C相用的2个分流电阻。所使用的分流电阻的数量和分流电阻的配置是考虑产品成本和设计规格等而适当决定的。

如上所述，第2逆变器130具有与第1逆变器120的构造实质上相同的构造。在图1中，为了便于说明，将纸面的左侧的逆变器记作第1逆变器120，将右侧的逆变器记作第2逆变器130。但是，这样的表述不应以限定本公开的意图来解释。第1和第2逆变器120、130能够无区别地用作逆变器单元100的构成要素。

[1-2.电力转换装置1000和马达模块2000的构造]

图2示意性地示出了本实施方式的马达模块2000的块结构，并且主要示意性地示出了电力转换装置1000的块结构。

马达模块2000具有电力转换装置1000和马达200，该电力转换装置1000具有逆变器单元100和控制电路300。

马达模块2000能够被模块化，而作为例如具有马达、传感器、驱动器以及控制器的机电一体型马达进行制造和销售。另外，马达200以外的电力转换装置1000也能够被模块化而进行制造和销售。

控制电路300例如具有电源电路310、角度传感器320、输入电路330、控制器340、驱动电路350以及ROM 360。控制电路300与逆变器单元100连接，通过对逆变器单元100进行控制而对马达200进行驱动。

具体而言，控制电路300能够对作为目标的马达200的转子的位置、转速以及电流等进行控制而实现闭环控制。另外，控制电路300也可以具有扭矩传感器来代替角度传感器320。在该情况下，控制电路300能够对作为目标的马达扭矩进行控制。

电源电路310生成电路内的各块所需的DC电压(例如3V、5V)

角度传感器320例如是旋转变压器或霍尔IC。或者，角度传感器320也可以通过具有磁阻(MR)元件的MR传感器与传感器磁铁的组合来实现。角度传感器320检测转子的旋转角(以下，记作“旋转信号”)，并将旋转信号输出给控制器340。

输入电路330接收由电流传感器150检测到的马达电流值(以下，记作“实际电流值”)，根据需要将实际电流值的电平转换为控制器340的输入电平，而将实际电流值输出给控制器340。输入电路330例如是模拟数字转换电路。

控制器340是对电力转换装置1000的整体进行控制的集成电路，例如是微控制器或FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)。

控制器340对逆变器单元100的第1和第2逆变器120、130中的各SW的开关动作(打开或关闭)进行控制。控制器340根据实际电流值和转子的旋转信号等来设定目标电流值，生成PWM信号并将其输出给驱动电路350。另外，控制器340能够对逆变器单元100的电源切断电路110中的各SW的接通和断开进行控制。

驱动电路350典型地是栅极驱动器(或预驱动器)。驱动电路350根据PWM信号而生成对第1和第2逆变器120、130中的各SW的MOSFET的开关动作进行控制的控制信号(栅极控制信号)，并将控制信号提供给各SW的栅极。另外，驱动电路350能够按照来自控制器340的指示而生成对电源切断电路110中的各SW的接通和断开进行控制的控制信号。在驱动对象是能够以低电压进行驱动的马达时，栅极驱动器有时不是必须的。在该情况下，栅极驱动器的功能能够安装于控制器340。

ROM 360与控制器340电连接。ROM 360例如是可写入的存储器(例如PROM)、可重写的存储器(例如闪存)或者只读存储器。ROM 360保存有控制程序，该控制程序包含用于使控制器340控制电力转换装置1000的指令组。例如，控制程序在启动时在RAM(未图示)中被一次加载。

[1-3.混合PWM控制]

控制电路300使电源切断电路110的SW 111、112、113以及114全部接通。由此，电源101A与第1逆变器120电连接，并且电源101B与第2逆变器130电连接。另外，第1逆变器120与GND电连接，并且第2逆变器130与GND电连接。假设电源切断电路110的反向连接保护用的SW115、116始终处于接通状态。在该连接状态下，控制电路300使用第1和第2逆变器120、130双方对线圈M1、M2以及M3进行通电，由此对马达200进行驱动。在本说明书中，将对三相的绕组进行通电称为“三相通电控制”。

图3例示了对按照三相通电控制来控制电力转换装置1000时在马达200的A相、B相以及C相的各绕组中流动的电流值进行标绘而得到的电流波形(正弦波)。横轴表示马达电角度(度)，纵轴表示电流值(A)。在图3的电流波形中，每30°电角度地标绘了电流值。I_pk表示各相的最大电流值(峰值电流值)。

在图3所示的电流波形中，考虑了电流方向的在三相的绕组中流动的电流的总和在每个电角度为“0”。但是，根据电力转换装置1000的电路结构，能够独立地控制在三相的绕组中流动的电流，因此也能够进行电流的总和不为“0”的控制。例如，控制电路300通过能够取得图3所示的电流波形的PWM控制而对第1和第2逆变器120、130的各开关元件的开关动作进行控制。

微控制器一般利用作为载波的PWM载波对作为调制波的Duty(模拟信号)进行调制，从而作为载波频率的数字信号而输出互补PWM控制的互补输出信号。使用MOSFET作为开关元件的情况下的逆变器的载波频率典型地为16kHz～20kHz左右。

如上所述，作为电子部件的破损应对，在互补PWM控制中，死区时间的插入是必须的。但是，通过插入死区时间，会在载波周期中产生不施加电压的区间，因此载波周期、即电压的有效利用率降低。例如，在将死区时间设定为2μs的情况下，对于50μs的载波周期，电压的有效利用率降低4％。

本实施方式的控制电路300按照至少一种开关方式来对第1和第2逆变器120、130的各开关元件进行PWM控制。至少一种开关方式包含后述的第1开关方式和第2开关方式。

首先，参照图4A至图6对第1开关方式进行说明。

图4A至图4D示意性地示出了第1开关方式的代表性的开关模式和相电流的流动。在图4A至图4D中例示了在A相、B相以及C相中的A相的H桥中流动的A相的相电流的情形。B相和C相的H桥的控制能够按照以下所说明的A相的控制来进行。

由3相的绕组M1、M2、M3、第1逆变器120的3个支路以及第2逆变器130的3个支路构成了3相的H桥(全H桥)。3相的H桥各自具有一对支路。

第1开关方式是如下的方式：控制电路300针对各相的H桥，在使一对支路中的一个支路的高边开关元件接通的状态下，对另一个支路的低边开关元件进行开关，或者在使一对支路中的一个支路的低边开关元件接通的状态下，对另一个支路的高边开关元件进行开关。

更详细而言，第1开关方式是如下的方式：控制电路300针对各相的H桥，在使一对支路中的一个支路的高边开关元件接通、低边开关元件断开，并且使另一个支路的高边开关元件断开的状态下，对另一个支路的低边开关元件进行开关，或者在使一对支路中的一个支路的低边开关元件接通、高边开关元件断开，并且使另一个支路的低边开关元件断开的状态下，对另一个支路的高边开关元件进行开关。

如图4A所示，控制电路300使第1逆变器120侧的支路的SW 121L和第2逆变器130侧的支路的SW 131H始终处于断开状态。在该状态下，控制电路300使第1逆变器120侧的支路的SW 121H保持接通，根据PWM控制而对第2逆变器130侧的支路的SW 131L进行开关。或者，也可以如图4B所示，控制电路300使第2逆变器130侧的支路的SW 131L保持接通，根据PWM控制而对第1逆变器120侧的支路的SW 121H进行开关。通过这些控制，相电流Ia从第1逆变器120通过绕组1而流向第2逆变器130。将在该方向上流动的相电流记作“正向的电流”，将绕组M1的第1逆变器120侧的端子的电位高于第2逆变器130侧的端子的电位的状态下的相电压记作“正向的电压”。

如图4C所示，控制电路300使第1逆变器120侧的支路的SW 121H和第2逆变器130侧的支路的SW 131L始终处于断开状态。在该状态下，控制电路300使第2逆变器130侧的支路的SW 131H保持接通，根据PWM控制而对第1逆变器120侧的支路的SW 121L进行开关。或者，也可以如图4D所示，控制电路300使第1逆变器120侧的支路的SW 121L保持接通，根据PWM控制而对第2逆变器130侧的支路的SW 131H进行开关。通过这些控制，相电流Ia从第2逆变器130通过绕组1而流向第1逆变器120。将在该方向上流动的相电流记作“负向的电流”，将绕组M1的第1逆变器120侧的端子的电位低于第2逆变器130侧的端子的电位的状态下的相电压记作“负向的电压”。

根据第1开关方式，能够不插入死区时间地进行PWM控制。这是因为，H桥的一对支路中的一个支路所包含的高边开关元件或低边开关元件必定处于断开状态，与此同样地，另一个支路所包含的高边开关元件或低边开关元件必定处于断开状态。换言之，是因为在H桥中对角配置的两对开关元件中的一对开关元件始终处于断开状态。

图5例示了按照第1开关方式进行PWM控制的情况下的A相的PWM调制波(电压波形)和相电流波形。横轴表示时间(s)，曲线图的右侧的纵轴表示电流(A)，左侧的纵轴表示电压(V)。图6示意性地示出了相电流I和相电压V的相位关系。

如图6所示，相电流I相对于相电压V滞后相位角θ。相位角θ通过电阻成分和电感成分来求取。相电流的波形表示电流的模拟波形，相电压的波形表示电压的模拟波形。将电压指令值成为0V的电角度或时刻称为“过零”。在过零附近，更详细而言，在刚刚越过过零之后，产生相电压与相电流的两个方向不一致的期间。换言之，产生电压指令值和电流指令值的两个方向不一致的期间。以下，将该期间记作“不一致期间”。

当仅采用第1开关方式时，在不一致期间，相电压不确定。其结果为，难以适当地施加反向电压，具体而言，难以从正向向负向或者从负向向正向适当地切换施加电压，存在无法适当地确保电流电路这样的课题。因此，本实施方式的控制电路300在过零附近，将开关方式从第1开关方式切换为根据互补PWM控制而进行开关的第2开关方式。由此，能够消除相电压的不确定。在本说明书中，将按照第1和第2开关方式所进行的PWM控制称为“混合PWM控制”。

第2开关方式是如下的方式：控制电路300针对各相的H桥，根据互补PWM控制而对一对支路各自的高边开关元件和低边开关元件进行开关。

图7是例示根据PWM控制而生成开关模式的逻辑的示意图。向A相的H桥的包含高边开关元件121H和低边开关元件121L的支路提供控制信号Leg1_Logic，向包含高边开关元件131H和低边开关元件131L的支路提供控制信号Leg2_Logic。通过逆变器而向支路的两个开关元件提供极性不同的控制信号。B相和C相的H桥也进行与A相相同的控制。

图8例示了按照第2开关方式进行PWM控制的情况下的A相的PWM调制波(电压波形)和相电流波形。横轴表示时间(s)，曲线图的右侧的纵轴表示电流(A)，左侧的纵轴表示电压(V)。

控制电路300在电压指令值成为零的时刻附近、即过零附近的期间(图8中的矩形区域)，按照第2开关方式来进行PWM控制，在该期间以外的期间(图5中的矩形区域)，按照第1开关方式来进行PWM控制。以下，将过零附近的期间记作“过零期间”。

过零期间可以是电压指令值成为零的时刻前后的期间，也可以是该时刻之后的期间、即不一致期间。这样，过零期间包含上述的不一致期间。不一致期间的宽度根据马达的转速等而变化。因此，过零期间的宽度也根据马达的转速等而变化。

以下，参照图5、图8、图9A至图9D对混合PWM控制进行详细说明。

图9A至图9D示意性地示出了混合PWM控制的代表性的开关模式和相电流的流动。

在图9A中例示了按照第1开关方式来施加正向的电压而使正向的电流流动的开关模式。例如，控制电路300使SW 121L、131H始终断开。在该状态下，控制电路300使SW 121H保持接通，根据PWM控制而对SW 131L进行开关。图5所示的矩形区域i对应于进行该控制的期间。

在图9B中例示了按照第2开关方式来施加负向的电压而使正向的电流流动的开关模式。控制电路300根据互补PWM控制而对SW 121L、121H、131L以及131H进行开关。图8所示的矩形区域ii对应于进行该控制的期间。矩形区域ii包含电流为正向并且电压为负向的不一致期间。

在图9C中例示了按照第1开关方式来施加负向的电压而使负向的电流流动的开关模式。控制电路300使SW 121H、131L始终断开。在该状态下，控制电路300使SW 131H保持接通，根据PWM控制而对SW 121L进行开关。图5所示的矩形区域iii对应于进行该控制的期间。

在图9D中例示了按照第2开关方式来施加正向的电压而使负向的电流流动的开关模式。控制电路300根据互补PWM控制而对SW 121L、121H、131L以及131H进行开关。图8所示的矩形区域iv对应于进行该控制的期间。矩形区域iv包含电流为负向并且电压为正向的不一致期间。

这样，控制电路300使用图5和图8所示的矩形区域i、ii、iii以及iv进行混合PWM控制。根据混合PWM控制，能够提高载波周期中的电压的有效利用率，因此能够实现逆变器的高输出化。

(实施方式2)

图10示意性地示出了本实施方式的电动助力转向装置3000的典型结构。

汽车等车辆一般具有电动助力转向装置。本实施方式的电动助力转向装置3000具有转向系统520以及生成辅助扭矩的辅助扭矩机构540。电动助力转向装置3000生成辅助扭矩，该辅助扭矩对通过驾驶员操作方向盘而产生的转向系统的操舵扭矩进行辅助。通过辅助扭矩，减轻了驾驶员的操作负担。

转向系统520例如具有方向盘521、转向轴522、万向联轴器523A、523B、旋转轴524、齿条齿轮机构525、齿条轴526、左右球窝接头552A、552B、横拉杆527A、527B、转向节528A、528B以及左右操舵车轮529A、529B。

辅助扭矩机构540例如具有操舵扭矩传感器541、汽车用电子控制单元(ECU)542、马达543以及减速机构544。操舵扭矩传感器541检测转向系统520中的操舵扭矩。ECU 542根据操舵扭矩传感器541的检测信号而生成驱动信号。马达543根据驱动信号而生成与操舵扭矩对应的辅助扭矩。马达543经由减速机构544向转向系统520传递所生成的辅助扭矩。

ECU 542例如具有实施方式1的控制器340和驱动电路350等。在汽车中构建了以ECU为核心的电子控制系统。在电动助力转向装置3000中，例如，由ECU 542、马达543以及逆变器545构建了马达驱动单元。在该单元中，能够优选使用实施方式1的马达模块2000。

产业上的可利用性

本公开的实施方式能够广泛用于吸尘器、干燥机、吊扇、洗衣机、冰箱以及电动助力转向装置等具有各种马达的多种设备。

标号说明

100：逆变器单元；110：电源切断电路；120：第1逆变器；130：第2逆变器；150：电流传感器；200：马达；300：控制电路；310：电源电路；320：角度传感器；330：输入电路；340：控制器；350：驱动电路；360：ROM；1000：电力转换装置；2000：马达模块；3000：电动助力转向装置。