阅读说明：本技术 控制多通道多相电机的方法 (Method for controlling a multi-channel polyphase machine ) 是由 P·戈德里奇 Y·胡 A·托马斯 Z-Y·吴 于 2019-01-11 设计创作，主要内容包括：本发明描述了一种控制多通道多相电机(3)的方法,该多通道多相电机包括多个通道(C1、C2、……),每个通道具有连接到转换器(M1、M2、……)的一组相绕组(WA1、WB1、WC1；WA2、WB2、WC2；……),该方法包括以下步骤：操作转换器(M1、M2)以使通道(C1、C2、……)电气地相移；在旋转参考坐标系中基于电气量(V<Sub>dq</Sub>、I<Sub>dq</Sub>)来计算主要谐波的谐波注入电流(I<Sub>d6</Sub>、I<Sub>q6</Sub>)；基于谐波注入电流(I<Sub>d6</Sub>、I<Sub>q6</Sub>)来确定主要谐波的谐波电压参考(V<Sub>d6*</Sub>、V<Sub>q6*</Sub>)；以及根据基波电压参考(V<Sub>d*</Sub>、V<Sub>q*</Sub>)和谐波电压参考(V<Sub>d6*</Sub>、V<Sub>q6*</Sub>)来调节通道(C1、C2、……)的AC输出电压(Vc)。本发明还描述了一种多通道多相电机(3)的控制装置(1)；一种风力涡轮机；以及一种计算机程序产品。(The invention describes a method of controlling a multi-channel multi-phase electric machine (3) comprising a plurality of channels (C1, C2, … …), each channel having a set of phase windings (WA 1, WB1, WC 1; WA2, WB2, WC 2; … …) connected to a converter (M1, M2, … …), the method comprising the steps of: operating the converters (M1, M2) to electrically phase shift the channels (C1, C2, … …); based on an electrical quantity (V) in a rotating reference frame dq 、I dq ) To calculate the harmonic injection current (I) of the main harmonic d6 、I q6 ) (ii) a Based on harmonic injection current (I) d6 、I q6 ) To determine the harmonic voltage reference (V) of the primary harmonic d6* 、V q6* ) (ii) a And from the fundamental voltage reference (V) d* 、V q* ) And harmonic voltage reference (V) d6* 、V q6* ) To regulate the AC output voltage (Vc) of the channels (C1, C2, … …). The invention also describes a control device (1) for a multi-channel multi-phase motor (3); a wind turbine; and a computer program product.)

控制多通道多相电机的方法

技术领域

本发明描述了一种控制多通道多相电机的方法；一种多通道多相电机的控制装置；以及一种包括多通道多相发电机的风力涡轮机。

背景技术

诸如发电机或马达之类的多相电机很少理想地操作，并且一般存在输出变量中的一者或多者的一定程度的波动（ripple）。例如，多相发电机可表现出转矩波动以及其输出电压和输出功率上的波动。气隙中的磁通量分布在很大程度上由发电机设计确定。磁通量中的谐波导致电磁转矩、电机电气功率和端电压（即，电机的每个通道的三相电压）中的波动。

出于各种原因，不同种类的波动是成问题的。转矩波动引起电机的振动，并且必须被减小以便避免材料疲劳。由转矩波动引起的振动导致声学噪声。特别是在风力涡轮机的情况下，必须采取措施来减小转矩波动，以便遵守常常极为严格的声学规定。从现有技术已知的各种控制方法（例如，如EP3223422A1和EP2043255A2中所描述的）被限制于降低由转矩波动引起的声学噪声。

电压波动主要由电机EMF中的谐波以及相电流产生。在存在电压波动的情况下，当从电压源转换器馈送时，用于控制这种电机的电压使用量可能必须减小。这是因为，对于典型的三相电压源转换器，DC链路电压对端电压的最大值有限制。这有效地限定了调制深度的饱和水平。然而，高调制深度对于高效地操作这种电机是必要的。一般地，考虑到电流控制动态，在设计值和最大值之间留有余量。如果控制电压上存在波动，则必须降低平均电压的电平以使其保持低于饱和水平。这相当于降低调制深度。在现有技术中，这个问题已通过应用谐波电流注入的技术来减小转矩波动而得到解决。这种已知的谐波电流注入方法通常通过沿q轴的电流注入来完成。还有可能通过沿d轴的谐波电流注入来最小化电压波动和转矩波动。

然而，电机电气功率中的波动（或简称为“功率波动”）不会通过沿d轴和q轴的谐波电流注入而减小，并且甚至可能反而增加。功率波动将被传递到DC链路并且将在DC链路的电容器中产生热量，由此缩短其有效寿命。电容器需要冷却，这难以实现并且增加了总成本。DC链路还可包括电池，并且任何功率波动也都将在电池中产生热量，从而缩短其有效寿命。

还应防止功率波动传递到电网，因为谐波可能违反电网规定并且可能引起电网转换器中的控制不稳定性。这对于大型发电机（诸如，产生在兆瓦范围内的功率的风力涡轮机）尤其重要，因为功率波动可达到100 kW的幅度。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种控制电机以减小波动同时克服上文概述的问题的改进方式。

该目的通过以下各者来实现：权利要求1的控制多通道多相电机的方法；权利要求9的控制装置；权利要求14的风力涡轮机；以及权利要求15的计算机程序产品。

提供了本发明方法以用于控制多通道多相电机，该多通道多相电机包括多个通道，每个通道具有连接到转换器的一组相绕组。在下文中将假设电机被设计成使通道电磁地相移。根据本发明，该方法包括以下步骤：操作转换器以使通道因此电气地相移；以及然后，针对每个通道，在旋转参考坐标系中基于电气量来计算特定谐波的谐波注入电流。在下文中，注入电流也可被称为注入电流参考或注入电流需求。基于主要谐波的目标波动值来计算注入电流，该目标波动值包括目标功率波动分量和目标电压波动分量。然后，基于谐波注入电流来计算特定谐波的谐波电压参考（或“谐波电压需求”），并且随后基于谐波电压参考和基波电压参考来计算通道的AC输出电压。

为了简化对多通道多相电机的控制，通常执行合适的变换，使得可以将根据旋转磁场来变更其值的AC变量视为如同DC变量一样。这极大地简化了计算。例如，如技术人员将已知的，可以对AC电压和电流值执行dq0变换或Park变换，以获得旋转dq0参考坐标系（也被称为dq参考坐标系）中的电压和电流矢量。在本发明的上下文中，术语“注入电流”将被理解为在旋转参考坐标系中包括d轴分量和q轴分量的电流矢量。

在本发明的上下文中，特定谐波是主要谐波。主要谐波是电机电气频率的一定倍数，并且取决于通道中的相数。例如，在三相电机中，主要谐波是电气频率的六倍，即六次谐波在频谱中以基波频率或电机频率f₀的六倍出现。该谐波可被简称为“6f谐波”。本发明基于这样的见解：在通道之间具有电磁相移的多通道多相电机中，可以抵消主要谐波处的转矩波动。尽管本发明可以用于基本上任何多通道多相电机，但是为简单起见，将在下文中假设：电机具有两个通道，每个通道具有三个相，并且在两个通道之间存在30°相移。具有两个三相通道的电机一般被称为双三相电机。在两个通道之间具有30°相移的双三相电机中，6f谐波处的转矩波动被抵消。

根据本发明的控制方法的优点在于，附加的控制自由度由通过使两个通道相移来有效地消除6f转矩波动引起。由于6f转矩波动已经得到处理，因此电机可以更好地容忍相电流中6f谐波的存在。换句话说，没有必要将电机设计成防止在旋转参考坐标系中表示的6f磁链的发展。相反，有可能应用相对简单的控制方法来消除或至少非常显著地减小6f电压波动以及6f功率波动。

当由诸如风力涡轮发电机之类的电机使用本发明控制方法时，将6f功率波动减小到有利地低的水平或者甚至完全消除它导致用于DC链路控制的带宽更高。增加DC链路带宽显著地改进了发电机和电网之间的功率流。减小或消除6f功率波动的另外的优点是，可减小DC链路电容器的尺寸，并且较小的电容器的成本更低，使得可以降低风力涡轮机的总成本。

根据本发明，多通道多相电机的控制装置包括：电压参考发生器，其被实现为针对电机频率产生基波电压参考；谐波电压参考发生器，其被实现为针对电机频率的所选主要谐波产生谐波电压参考；以及输出电压控制器，其被实现为基于基波电压需求和谐波电压需求来控制电机输出电压。

本发明控制装置可以有利地在已经存在的多通道多相电机（例如，在通道之间具有30°电磁相移的双三相电机）的任何控制器中实施，使得可以改进已经存在的电机的性能。

在本发明的上下文中，可假设：通过脉宽调制（PWM）来控制转换器，并且基波电压参考和谐波电压参考被输入到PWM控制器，该PWM控制器确定发电机输出电压。电压参考发生器也可被称为基波控制器，因为它针对电机频率或基波频率产生电压参考。

根据本发明，风力涡轮机包括：多通道多相发电机，优选地为双三相发电机；以及控制器，其实施本发明控制装置的实施例。本发明风力涡轮机的优点在于，可以改进发电机和电网之间的功率流中的动力（与不实施本发明控制方法的风力涡轮机相比），因为减小的6f功率波动导致用于DC链路控制的带宽更高。此外，本发明风力涡轮机可以以较低的成本构造，因为DC链路电容器可以小于不实施本发明控制方法的相当的风力涡轮机。

根据本发明，计算机程序产品包括计算机程序，该计算机程序能够直接加载到多通道多相电机的控制器的存储器中并且包括程序元件，所述程序元件用于在所述计算机程序由多通道多相电机的控制器执行时计算用于在本发明的控制方法中使用的谐波电压参考。

可以将计算机程序产品的单元或模块完全或部分地实现为在控制器的处理器上运行的软件模块。

本发明的特别有利的实施例和特征由从属权利要求给出，如以下描述中所揭示的。可酌情组合不同权利要求类别的特征，以给出本文中未描述的另外的实施例。

如上文所指示的，本发明方法可应用于任何多通道多相电机，例如在通道之间具有15°相移的四（四通道）三相电机。然而，为了清楚起见，并且在不以任何方式限制本发明的情况下，可假设电机是双三相风力涡轮发电机。再次，在不以任何方式限制本发明的情况下，可假设发电机被实现为分数槽集中绕组发电机。

在本发明控制方法中，对于每个通道，优选地使用将发电机电气值与发电机速度相关的模型来计算谐波注入电流。该方法的优点在于，发电机电气值和发电机速度是可以相对容易地测量的量，并且风力涡轮机控制器将一般已经包括测量这些量的一些装置。

根据本发明，基于主要谐波的目标波动值或目标波动参考，来为每个通道计算注入电流。例如，目标波动值可包括目标功率参考和目标电压参考。替代地，目标波动值可呈矢量的形式，该矢量具有目标功率波动分量和目标电压波动分量。例如，目标波动矢量可以包括功率波动和电压波动的正弦和余弦项。

根据本发明，谐波电压参考发生器包括：计算模块，其被实现为基于在旋转参考坐标系中的电气量来计算发电机功率值和发电机电压值；注入电流计算模块，其被实现为基于发电机功率值和发电机电压值来计算主要谐波的注入电流参考（“注入电流需求”）；以及谐波电流控制器，其被实现为根据谐波注入电流参考来计算谐波电压参考以获得用于PWM操作的最终控制电压。

本发明控制装置的谐波电压参考发生器包括谐波电流控制器，该谐波电流控制器输出谐波电压参考分量，即谐波电压参考矢量的d轴分量和q轴分量。然后，谐波电压参考分量被传递到PWM控制器，PWM控制器将所述谐波电压参考分量加到基波电压参考分量以确定该通道的发电机输出电压，如上文所解释的。每个通道的发电机输出电压或端电压将具有有利地低的或可忽略的电压波动。

当实施本发明方法时，存在计算6f注入电流参考的各种可能的方式。在第一种方法中，使用前馈控制方法来计算谐波注入电流。在该方法中，注入电流计算模块被实现为根据为电机输出电压和功率指定的期望或目标波动来计算逆向工作的6f电流参考。使用电机模型来粗略估计转矩波动、电压波动和功率波动之间的关系。

在第二种方法中，使用解耦反馈控制方法来计算谐波注入电流，该解耦反馈控制方法实施谐波功率调节器和谐波电压调节器。在该方法中，注入电流计算模块包括6f功率调节器和6f电压调节器。6f功率调节器接收6f发电机功率值和6f功率波动参考，并且计算d轴注入电流值以及q轴注入电流值。6f电压调节器接收6f发电机电压值和6f电压波动参考，并且计算q轴注入电流值以及d轴注入电流值。将d轴分量相加，将q轴分量相加，并且将得到的d轴和q轴注入电流值传递到谐波电流控制器。

在第三种方法中，使用多变量反馈控制方法来计算谐波注入电流。在这种方法中，注入电流计算模块实施多变量调节器，该多变量调节器被实现为优化由归一化的电压波动和功率波动形成的特定项。由于目标是最小化该单个项，因此可以应用以上反馈控制中使用的调节技术，并且可以产生所需的I_d6*和I_q6*值并将它们馈送到谐波电流控制器以获得电压需求。

附图说明

从结合附图考虑的以下详细描述中，本发明的其他目的和特征将变得显而易见。然而，将理解的是，附图仅出于图示的目的而设计，并且不是作为对本发明的限制的定义。

图1示出了双三相电机的简化电气图；

图2图示了图1的电机的第一通道的绕组和第二通道的绕组之间的电磁相移；

图3示出了双三相电机的示例性频谱；

图4示出了本发明控制装置的简化框图；

图5示出了用于图4的控制装置的注入电流计算模块的第一实施例的框图；

图6示出了用于图4的控制装置的注入电流计算模块的第二实施例的框图；

图7示出了在图6的控制装置中实施的谐波调节器的框图；

图8示出了用于图4的控制装置的注入电流计算模块的第三实施例的框图；

图9示出了由本发明控制方法产生的6f波动波形；

图10至图12示出了在现有技术控制方法中观察到的6f波动波形；

图13示出了现有技术控制器的框图。

在附图中，相似的数字通篇指代相似的物体。附图中的物体不一定按比例绘制。

具体实施方式

图1示出了双三相发电机的简化电气图。在右侧指示了发电机的两个通道C1、C2。每个通道C1、C2的端电压由电机侧转换器M1、M2控制。DC链路电容器D1、D2布置在电机侧转换器M1、M2和电网侧转换器G1、G2之间的DC链路中。电网侧转换器G1、G2经由线路电抗器R1、R2连接到变压器T。

图2通过将通道电流的相量图叠加在定子的简化表示上来图示在图1的第一通道和第二通道之间的30°相移。第一通道C1由三个绕组WA1、WB1、WC1表示，且第二通道C2由三个绕组WA2、WB2、WC2表示。此处，绕组以星形构型连接（三角形构型同样是可能的）。第一通道C1和第二通道C2之间的30°相移已被示出为具有各种优点，其中一个优点是有效地抵消了6f转矩波动。

图3示出了使用常规的控制方法来控制的双三相电机的示例性频谱。该图指示了基波f₀（在电机电气频率下）和若干个谐波。在双三相电机中，六次谐波6f（在电机电气频率的六倍下）最大的（主要）且因此也是最成问题的谐波。频谱中谐波的幅度（相对于基波f₀的幅度）对应于叠加在输出电压或输出功率上的波动分量的幅度。

图4示出了本发明控制装置1的简化框图。如技术人员将已知的，已经对测量的电流执行了变换以获得旋转dq0参考坐标系中的矢量I_dq，而V_dq是从I_dq电流控制器（未示出）导出的电压矢量。矢量I_dq、V_dq被传递到基波控制器11，该基波控制器产生用于PWM控制单元12的电压参考V_d*、V_q*，该PWM控制单元确定或调节该通道的输出电压V_C或端电压V_C。电流矢量I_dq应被理解为包括旋转参考坐标系中的d轴分量I_d和q轴分量I_q。这也同样适用于电压矢量V_dq，其应被理解为也包括旋转参考坐标系中的d轴分量V_d和q轴分量V_q。常规的控制装置一般仅包括基波控制器和PWM控制单元，该PWM控制单元仅使用基波电压参考V_d*、V_q*来确定或调节端电压V_C。

在本发明控制装置中，矢量I_dq、V_dq还被传递到谐波电压参考计算模块10，该谐波电压参考计算模块可以以如下文将解释的若干种方式中的一种方式来实现，并且包括6f参考计算模块，该6f参考计算模块提供待由PWM控制单元加到基波电压参考V_d*、V_q*的谐波电压参考V_d6*、V_q6*。谐波电压参考计算模块10被实现为提供6f电压参考V_d6*、V_q6*，即，将导致最小化电机输出电压和输出功率上的6f波动的电压参考。在本发明控制装置1中，用于该通道的PWM控制单元12不仅基于基波电压参考V_d*、V_q*而且还通过考虑谐波电压参考V_d6*、V_q6*来确定发电机输出电压V，使得可以最小化甚至消除该通道的输出功率和电压上的主要谐波波动。

图5、图6和图7示出了谐波电压参考计算模块10的6f参考计算模块102的各种可能的实施例。在每种情况下，发电机功率计算模块101_P基于矢量I_dq、V_dq来计算发电机功率六次谐波P6的值，并且发电机电压计算模块101_V基于矢量I_dq、V_dq来计算发电机电压六次谐波V6的值。每个计算模块101_P、101_V包括速度相关的带通滤波器，以仅使六次谐波频率通过。注入参考I_d6*、I_q6*在注入电流计算模块102中计算，并被传递到谐波电流控制器103，该谐波电流控制器进而产生6f电压参考V_d6*、V_q6*。在图5中，注入电流计算模块102使用前馈方法实施为波动控制模块1021（或“波动最小化模块”）。在具有特定速度和特定负载的给定操作点处，6f功率波动P₆可以表达为：

其中ω是电机的速度或电气角频率；I_d、I_q、V_d和V_q是矢量I_dq、V_dq的d轴和q轴分量；并且I_d6和I_q6是将以注入电流的δ_d6和δ_q6的相应相角注入的谐波电流矢量。ψ_pm0是来自永磁体的磁链的DC值，并且根据下式从d轴和q轴永磁体磁链中的6f谐波值导出ψ_pm6a和ψ_pm6b：

在该操作点处，6f电压波动V_d6、V_q6可以表达为：

并且rms电压6f波动v_rms6可以表达为：

其中v_rms0是基波rms（均方根）电压。然后，电流注入矢量I_inj可以定义为：

6f功率波动P₆和6f rms电压波动v_rms6也可以表达为：

其中电流注入矢量和输出波动矢量之间的关系表达为：

其中矩阵A和B仅与电机参数和基波电气量相关，并且可以通过使用上文所呈现的等式导出。例如，

输出波动矢量R₆可以由6f功率波动P₆和6f电压波动V₆的正弦和余弦项合并而成：

从而允许针对等式（6）和等式（7）建立项P_{6_cos}、P_{6_sin}、V_{6_cos}、V_{6_sin}。例如，如果目标6f功率波动和目标6f电压波动各自为零，则波动矢量为空条目的4×1矢量。在设立波动矢量并从电机参数和基波电气量导出矩阵A和B的封闭形式的情况下，可以计算6f功率波动P₆和6frms电压波动V_rms6的值。

随后，使用等式（1），可以根据目标功率波动和目标rms电压波动来计算所需的谐波电流I_d6、I_q6。由于功率波动也可以依据电压或电流波动来表达，因此可去除该电机参数依赖性。图6示出了用于图4的控制装置的注入电流计算模块102的第二实施例的框图。此处，使用连接在前馈装置中的一对谐波功率和电压调节器102_P、102_V来计算谐波电流I_d6、I_q6。谐波功率调节器102_P从发电机功率计算模块101_P接收6f功率波动P₆以及接收功率参考P6_ref（例如，零），并且计算d轴电流参考分量I_d6*和q轴电流参考分量I_q6*。由于主要谐波功率波动将被最小化，因此功率参考P6_ref的值可以是零。

谐波电压调节器102_V从发电机电压计算模块101_V接收6f电压波动V₆以及接收电压参考V6_ref（例如，零），并且计算d轴电流参考分量I_d6*和q轴电流参考分量I_q6*。同样在这种情况下，由于主要谐波电压波动将被最小化，因此电压参考V6_ref的值可以是零。

将d轴分量相加以获得d轴电流参考I_d6*。将q轴分量相加以获得q轴电流参考I_q6*。然后，将电流参考I_d6*、I_q6*传递到谐波电流控制器103，该谐波电流控制器产生6f电压参考V_d6*、V_q6*。

图7示出了图5的谐波功率调节器102_P的示例性框图（谐波电压调节器102_V被相同地构造，并且仅相关信号必须被替换）。从参考信号P6_ref中减去反馈信号P6。结果被传递到90°移相器1021并且还被传递到坐标系变换模块1022，该坐标系变换模块执行相移信号从dq旋转参考坐标系到以6f频率旋转的坐标系的非相移变换。坐标系变换模块1022的输出被传递到两个比例-积分控制器1023，所述比例-积分控制器的输出进而被传递到第二相变换模块1024，该第二相变换模块产生d轴电流参考分量I_d6*和q轴电流参考分量I_q6*。

图8示出了用于图4的控制装置的注入电流计算模块102的第三实施例的框图。此处，多变量调节器1028从发电机功率计算模块101_P接收6f功率波动P₆以及从发电机电压计算模块101_V接收6f电压波动V₆。多变量调节器1028还被给予加权因子λ、μ。多变量调节器1028被实现为优化以下等式：

其中y是从功率波动和电压波动（P₆、V₆）的反馈以及从功率和电压（P₀、V₀）中的DC值导出的目标信号。由于目的是最小化y，因此可以应用图6中所示的调节技术，并且可以产生I_d6*和I_q6*的所需值，并且然后将它们传递到HCC控制器以计算电压需求。

图9图示了当将本发明方法应用于对双三相电机的控制中时所有三个6f波动的同时最小化，在该双三相电机中，两个通道C1、C2被电磁地相移30°。该图的上部分示出了第一通道C1的6f转矩波动T₆₁和第二通道C2的6f转矩波动T₆₂。6f转矩波动T₆₁、T₆₂各自位于±45kNm的范围内。由于两个通道C1、C2已被相移了30°，因此6f转矩波动T₆₁、T₆₂彼此抵消，使得净6f转矩波动T₆为0 Nm。

该图的中间部分示出了6f功率波动P₆，并且该图的下部分示出了两个通道C1、C2中的任一者的6f Vrms电压波动V₆。利用本发明方法，使用上文借助图4至图7所描述的三种方法中的任一者，6f功率波动P₆已被减小到显著小于±0.01 kW的非常有利的水平，并且6f电压波动V₆已被减小到接近零伏的非常有利的水平。图10至图12示出了当通过I_q谐波电流注入控制（即，通过沿q轴的谐波电流注入）来最小化一种类型的波动时产生的典型波形，如现有技术中所实践的。所控制的电机是风力涡轮机的双三相发电机。对于两个通道C1、C2中的任一者，这些图示出了针对转子电气角度（以弧度为单位）的转矩、功率和rms电压中的每一者上的6f波动。当只有一种类型的6f波动被最小化时，其他两种6f波动类型表现出显著更高的水平。

在图10中，通过I_q谐波电流注入仅最小化转矩波动。现在，6f转矩波动T₁₀位于-0.2—0.2 kNm的有利地低的范围内。然而，6f功率波动P₁₀是相对高的，达到了±300 kW。类似地，6f电压波动V₁₀也是相对高的，达到了±80V。

在图11中，只有功率波动通过Iq谐波电流注入被最小化，并且6f功率波动P₁₁位于±3 kW的有利地低的范围内。然而，6f电压波动V₁₁也是相对高的，达到了±18V。6f转矩波动T₁₁是相对高的，达到了±45 kNm。

在图12中，只有电压波动通过Id谐波电流注入被最小化，并且6f电压波动V₁₂现在不超过±0.02 V。然而，6f功率波动P₁₂也是相对高的，达到了±80 kW。6f转矩波动T₁₂是相对高的，达到了±50 kNm。

这些图图示出：仅从减小的波动的角度来看，已知的用于减小或消除波动的方法是有益的，但是与其他两种类型的波动相关联的问题可抵消那些益处。

图13示出了用于双三相电机的第一通道的现有技术控制器的简单框图。Id电流控制器70d接收Id参考Id1_ref和测量的Id值Id1，并且计算d轴电压参考Vd1*。Iq电流控制器70q接收Iq参考Iq1_ref和测量的Iq值Iq1，并且计算q轴电压参考Vq1*。

谐波电流控制器71为特定谐波（例如，主要谐波）提供谐波电压参考Vqh1*、Vdh1*。到谐波电流控制器71的输入是从以下三个模块接收的：电压波动控制模块710，其接收发电机Vrms值；功率波动控制模块711，其接收发电机功率值；以及转矩波动控制模块712，其接收发电机转矩值。将每个谐波参考Vqh1*、Vdh1*与对应的电压参考Vq1*、Vd1*相加，并且将相加的信号传递到PWM单元72，该PWM单元使用所述相加的信号来控制第一通道的端电压V_C1。

尽管已以优选实施例及其变型的形式公开了本发明，但是将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可对其做出许多附加的修改和变型。本发明可应用于具有不同数量的通道和不同数量的相的电机。例如，电机可具有三个通道，每个通道具有三个相，并且在通道之间具有20°相移。如果电机具有四个通道，每个通道具有三个相，则在通道之间使用15°相移。对于三相电机，6f谐波是主要的，并且需要使用本发明方法进行处理。类似地，电机可具有两个/三个/四个通道，每个通道具有五个相，并且在通道之间具有18°/12°/9°相移。在这种情况下，10f（十次）谐波是主要的，并且需要使用本发明方法进行处理。对于具有两个/三个/四个通道（每个通道具有七个相）的电机，并且在通道之间具有12.86°/8.57°/6.42°的相移，14f（十四次）谐波是主要的，并且需要使用本发明方法进行处理。

为了清楚起见，将理解，在整个申请中对“一”或“一个”的使用不排除多个，并且“包括”不排除其他步骤或元件。对“单元”或“模块”的提及不排除使用多于一个单元或模块。