阅读说明：本技术 一种功率器件驱动电路和逆变电路 (Power device drive circuit and inverter circuit ) 是由 杨永江 于 2020-06-11 设计创作，主要内容包括：本发明涉及半导体技术领域,尤其是涉及一种功率器件的驱动电路和逆变电路。本发明具有以小的恢复电流并联SiC二极管,能够在不增加MHz频带噪声的情况下显著降低导通损耗和恢复损耗,有助于降低逆变器的损耗和噪声。本发明提供了一种功率半导体器件的开关电路和逆变电路,该功率半导体器件包括硅IGBT及其IGBT与SiC二极管组合的模块,其中,栅极上的电阻设置为小于栅极下的电阻。(The invention relates to the technical field of semiconductors, in particular to a driving circuit and an inverter circuit of a power device. The invention has the advantages that the SiC diodes are connected in parallel with small recovery current, the conduction loss and the recovery loss can be obviously reduced under the condition of not increasing the MHz frequency band noise, and the loss and the noise of the inverter can be reduced. The invention provides a switching circuit and an inverter circuit of a power semiconductor device including a silicon IGBT and a module in which the IGBT and the SiC diode are combined, wherein a resistance on a gate is set to be smaller than a resistance under the gate.)

一种功率器件驱动电路和逆变电路

技术领域

本发明涉及半导体技术领域，尤其是涉及一种功率器件的驱动电路和逆变电路。包括功率半导体开关器件，该功率半导体开关器件与具有小反向恢复电流的自转二极管并联连接，例如宽禁带半导体(例如SiC和GaN)的肖特基势垒二极管或宽禁带半导体的PiN二极管，以及包含该自转二极管的逆变电路。

背景技术

现有技术中，图5示出了使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)的公共逆变器的电路图。逆变器由六个IGBT和二极管组成，通过上下臂IGBT的交替切换，从主电路电源向负载电机供电。逆变装置中的IGBT和二极管需要减少导通损耗和开关损耗。为了减少这种损耗，需要改进IGBT的结构，降低导通电压，或者改进IGBT的驱动电路，使IGBT能够高速驱动。通常使用由Si形成的PiN二极管作为二极管。

现有技术中，图6示出了对应于单相的IGBT的电路图，以及当下IGBT接通时上二极管的恢复波形和下IGBT的接通波形。通过高速(实线波形)驱动IGBT比正常驱动速度(虚线波形)快，提高了IGBT导通过程中的di/dt，降低了导通损耗和恢复损耗。然而，PiN二极管反向恢复的di/dt也增加，并且PiN二极管反向恢复电流衰减期间的电流变化(反向恢复di/dt)乘以主电路电感L以产生换相浪涌(△Vp＝lx反向恢复di/dt)，其中，当电源电压(E)和浪涌电压(△Vp)之和(E+△Vp)超过功率半导体开关器件的耐压时，功率半导体器件可能损坏。因此，提出了降低主电路电感的工艺和改变导通di/dt的工艺。

现有文献公开了一种检测自由转动二极管的恢复电流，分两步切换导通di/dt，从而降低导通损耗和浪涌电压的技术。

此外，现有文献公开了一种分三步(高速、低速和高速)控制导通栅极驱动速度的技术，以解决导通di/dt设置为高速时产生的dv/dt高的问题，它在少许兆赫兹以上产生噪声，导致外围设备误操作，实现了高频段的降噪和损耗的降低。

如上所述，根据现有技术IGBT逆变器和以前公开的发明，试图通过改变栅极充电速度来降低导通损耗和浪涌电压，或者降低高频范围内的噪声和损耗。然而，Si-PiN二极管存在着一些缺陷，即在大电流传导时恢复电流变大，在短时间内传导小电流时产生大的浪涌电压。

公开于该背景技术部分的信息仅仅旨在加深对本发明的总体背景技术的理解，而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域技术人员所公知的现有技术。

发明内容

本发明的目的在于提供利用肖特基势垒二极管(如碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN))的半导体器件的驱动电路，该肖特基势垒二极管是代替Si使用的新型宽带隙半导体，从而高速驱动栅极。

该功率器件驱动电路包括：功率半导体开关器件和具有小反向恢复电流的续流二极管，其中，功率半导体开关器件的栅极上电阻设置为小于其栅极下电阻。

作为一种进一步的技术方案，包括：

当功率半导体器件和栅极驱动电路的线电感用L_g表示时，功率半导体器件的埋电阻用R_gin表示，功率半导体器件的输入电容用C_ies表示，功率半导体开关器件的导通电阻用R_gon表示，导通电阻满足以下条件：

作为一种进一步的技术方案，其电容器与功率半导体开关器件的栅极电阻并联设置，作为实现高速驱动的手段。

作为一种进一步的技术方案，所述具有小反向恢复电流的续流二极管包括宽禁带半导体的肖特基势垒二极管。

作为一种进一步的技术方案，所述具有小反向恢复电流的续流二极管包括宽禁带半导体的PiN二极管。

作为一种进一步的技术方案，所述宽禁带半导体包括：SiC和GaN。

本发明提供一种功率器件逆变电路，其包括功率半导体开关器件、具有小反向恢复电流的自转二极管、一种功率半导体模块；所述功率半导体模块具有功率开关器件和自由转动二极管，以及功率半导体开关器件的栅极驱动电路，其中，功率半导体模块的功率半导体开关器件的第一高压侧端子和宽带隙半导体的肖特基势垒二极管的第二高压侧端子独立布置，电感设置在第一高压侧端子和第二高压侧端子之间。

作为一种进一步的技术方案，所述具有小反向恢复电流的续流二极管包括宽禁带半导体的肖特基势垒二极管。

作为一种进一步的技术方案，所述具有小反向恢复电流的续流二极管包括宽禁带半导体的PiN二极管。

作为一种进一步的技术方案，所述功率半导体模块的栅极驱动速度与具有小反向恢复电流的自转二极管并联。

采用上述技术方案，本发明具有如下有益效果：

本发明提供的功率器件驱动电路和逆变电路，其具有以小的恢复电流并联SiC二极管，能够在不增加MHz频带噪声的情况下显著降低导通损耗和恢复损耗，有助于降低逆变器的损耗和噪声。本发明提供了一种功率半导体器件的开关电路和逆变电路，该功率半导体器件包括硅IGBT及其IGBT与SiC二极管组合的模块，其中，栅极上的电阻设置为小于栅极下的电阻。

附图说明

为了更清楚地说明本发明

具体实施方式

或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是根据本发明第一实施例的功率半导体器件的驱动电路的框图；

图2示出应用根据本发明的第一实施例时的电压、电流和损耗的波形；

图3示出当应用根据本发明的第一实施例时降低损耗的效果；

图4示出当应用根据本发明的第一实施例时在MHz频带中的噪声的评估结果；

图5是根据现有技术的逆变电路图；

图6示出了根据现有技术使用嵌入PiN二极管中的功率模块的电压、电流和损耗的波形；

图7是根据本发明第二实施例的功率半导体器件的驱动电路的框图；

图8是根据本发明的第二实施例的栅极驱动电压波形；

图9是根据本发明第三实施例的逆变电路的框图；

图10是根据本发明第三实施例的逆变器的主电路的等效电路图；

图11是根据本发明第三实施例的逆变电路的框图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明。

实施例1

图1是根据本发明第一优选实施例的功率半导体器件的驱动电路的框图。逆变器的主电路由Si IGBT 21和SiC SBD 22组成。Si-IGBT具有埋入电阻(R_gin)23和内置在IGBT中的IGBT输入电容(C_ies)24。主电路的Si-IGBT21和22通过根据本发明的驱动电路19和驱动电路电源20驱动。根据本驱动电路，侧栅极电阻11被设置为小于侧栅极电阻12。

SiC SBD 22的击穿电压强度约为Si的10倍，因此，可将用于确保耐压性的漂移层降低至约1/10，从而可降低功率器件的通电电压。因此，即使在硅半导体器件只能使用双极器件的高压电阻区，SiC和其他宽禁带半导体器件也可以使用单极器件。

图2示出了对应于单相的IGBT电路图，以及当下IGBT导通时上二极管的恢复波形和下IGBT的导通波形。虚线波形说明了IGBT的开启速度没有提高的情况。

与图6相比，当采用图6的Si-PiN二极管时，本实施例的恢复损耗降低到1/10，而导通损耗降低到1/2，加速导致PiN二极管的反向恢复的di/dt增加，与主电路电感L相乘产生换相浪涌(△Vp＝lx反向恢复di/dt)，当电源电压(E)和浪涌电压(△Vp)之和(E+△Vp)超过功率半导体开关器件的耐受电压时，当采用SiC SBD 22时，如固体线波形所示，加速时不产生反向恢复电流，恢复电压中不产生较大的浪涌电压，从而使速度的提高成为可能。

图3示出了当设备作为反相器操作时降低损耗的效果。用SiC SBD代替Si-PiN二极管，恢复损耗可以降低到1/10，导通损耗可以降低到1/2。此外，通过高速驱动IGBT，导通损耗可以从1/2进一步降低到1/5。

图4示出了当使用六个组合Si-IGBT和SiC-SBD的模块驱动200kw级逆变器时在MHz频带中噪声的实际测量结果。即使在进行加速时，在MHz波段也没有噪声增加。由于恢复电流基本上为零，高速驱动器所伴随的振铃噪声很少传输到外部。因此，采用SiC SBD，降低导通电阻，进行高速驱动，可以在不增加MHz频带噪声的情况下降低导通损耗。

此外，应优选地选择栅极上电阻11的值以满足栅极电路不共振的条件。根据该条件，该电路是LRC谐振电路，其中栅极上电阻(Rg₁₁)11与栅极线电感(L_g)10、IGBT埋电阻(R_gin)和IGBT输入电容(C_ies)串联，其中该电路必须满足不发生谐振的条件。如公式1：

具有以下特征值：

实现不发生闸门振动的过阻尼的条件是：

因此，导通电阻必须满足表达式(3)。

在本实施例中，使用Si-IGBT作为开关器件，但是开关器件在Si的情况下可以是MOSFET，在SiC的情况下可以是MOSFET、结FET或双极晶体管。此外，本实施例采用SiC SBD作为并联二极管，但通过采用宽禁带半导体(例如GaN和金刚石)、PiN二极管或具有MPS(合并肖特基势垒)结构(其中SBD和PiN二极管组合)的二极管的SBD可以实现类似的效果。

实施例2

图7示出根据本发明第二优选实施例的功率半导体器件的驱动电路的框图。相同的参考号用于表示与实施例1相同的组件。根据本发明的驱动电路，除了设置小于对侧栅极电阻12的对侧栅极电阻11外，还设置了与对侧栅极电阻11并联的加速电容器18。

图8示出根据本发明第二实施例的驱动电路的栅极电压波形。栅极输入电容设为110nC，栅极埋电阻设为1.0Ω，旁侧栅极电阻设为1.0Ω，从栅极电压上升时间开始的导通时间为0.5μs，即不设置加速电容器18时，而从栅极电压上升时间开始的导通时间可减少到大约一半或0.3μs通过提供12μF的加速电容，IGBT的高速驱动成为可能。

实施例3

图9示出根据本发明第三优选实施例的逆变电路的框图。与实施例1相同的组件由相同的参考号表示。根据本逆变器，功率模块25串联起来构成与逆变器的单相相对应的部分。逆变器还包括逆变器的主电路电源33，以及布置在电源模块25和主电路电源33之间的寄生电感34和35。根据本发明的电源模块25，IGBT的高压侧端子51和SiC SBD的高压侧端子52单独设置，并且在IGBT的高压侧端子51和sicsbd的高压侧端子52之间设置电感31。

图10示出了逆变器的主电路的等效电路图。寄生电感34和35之和称为L_s，IGBT和SiC SBD的输出电容42称为C_oes，IGBT的导通电阻41称为R_on。此外，IGBT的高压侧端子51和SiC SBD的高压侧端子52之间的电感31被称为L_m。

当未提供L_m时，观察到接近9Mhz的频带，该频带是SiC SBD特有的振动频率，如图4所示。这个振动频率由下面的表达式决定：

另一方面，当电感31增大时，谐振频率可以向低频侧移动，但是谐振电压的峰值增大，并且可能发散。该电路方程用表达式(5)表示：

为了避免这种振荡条件，过阻尼的条件由下面的表达式(6)表示。

因此，通过在满足表达式(6)的同时采用表达式(4)的谐振频率，通过另外提供电感31，可以在不影响MHz频带的噪声的情况下高速驱动IGBT并显著降低损耗。

根据图11，在IGBT的低压侧端子53和SiC SBD的低压侧端子54之间设置有电感32，但在这种情况下，在满足表达式(6)的同时，通过采用表达式(4)的谐振频率可以实现低损耗和低噪声逆变器。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。