阅读说明：本技术 用于在电机的方波操控和pwm操控之间切换的方法 (Method for switching between square-wave and PWM actuation of an electric machine ) 是由 D·塞潘斯基 于 2018-08-09 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种用于运行电机的方法,所述电机能够借助PWM操控(A<Sub>1</Sub>)和方波操控(A<Sub>3</Sub>)来运行,其中将过渡操控(A<Sub>2</Sub>)用于在PWM操控(A<Sub>1</Sub>)和方波操控(A<Sub>3</Sub>)之间的过渡,其中在电机转矩调节的范围中将相电压的d值设定为调节变量,并且持续地改变相电压的q值。(The invention relates to a method for operating an electric machine that can be controlled (A) by means of PWM 1 ) And square wave manipulation (A) 3 ) To operate, wherein the transition is manipulated (A) 2 ) For controlling in PWM (A) 1 ) And square wave manipulation (A) 3 ) In which the d value of the phase voltage is set as a manipulated variable in the range of the motor torque control and the q value of the phase voltage is continuously changed.)

用于在电机的方波操控和PWM操控之间切换的方法

技术领域

本发明涉及一种用于运行电机的方法以及用于执行该方法的计算单元和计算机程序。

背景技术

电机，特别是发电机，可以用于将机动车辆中的机械能转换为电能。为此，通常使用爪极发电机，其大多配备有电激励机构。由于爪极发电机产生多相电流、通常三相电流，因此对于常规的机动车直流电压整车电源来说，整流是必要的。为此可以使用基于半导体二极管或半导体开关的整流器。

发电机也可以用于启动内燃机。这种发电机也称为起动发电机。这种起动发电机通常仅以非常低的转速驱动运行，因为能够产生的转矩关于转速迅速减小。然而，也可以考虑更大的电机，其也可以用于在混合动力车辆中驱动车辆，或者至少用于辅助内燃机。

对于操控这种起动发电机，可以使用调控相电流的所谓的PWM(脉宽调制)运行，或者使用可改变超前换向角的所谓的方波(Block)操控。可以根据转速阈值在这两种操控类型之间切换。

发明内容

根据本发明，提出了具有独立权利要求的特征的用于运行电机的方法以及用于执行该方法的计算单元和计算机程序。有利的实施方式是从属权利要求和以下说明的对象。

根据本发明的方法用于运行电机，例如爪极电机，所述电机能够借助PWM操控和借助方波操控来运行。在PWM操控或PWM运行中优选使用所谓的场导向调节。在此，测量相电流并且换算到d-q坐标系中或换算到所谓的空间矢量表达。电机的参数能够经由拟合多项式来计算，所述拟合多项式描绘饱和相关性并且随后能从所述参数和理论转矩中计算基准电流，所述基准电流随后经由场导向的调节能够变换成电压基准值(在d-q坐标系中)。随后，能够在PWM控制器中变换成脉冲图案(例如所谓的中央对齐脉冲图案)并且经由反相器或变流器在电机的相处调节。

在方波(Block)操控或方波(Block)运行的情况下，能够调节或预设所谓的超前换向角。超前换向角在此提供，关于在一个相中感应的磁极转子电压的零点通过，何时将与一个相连接的半导体开关切换为导通状态。代替调节电流，在此可以从机器的参数和当前的电流中计算当前的转矩。所述当前的转矩随后能够与理论转矩比较并且基于偏差能够调节超前换向角(例如利用PI调控器)。所得出的超前换向角随后能够通过如下方式直接地变换成方波图案，即总是馈入最大的相电压。在d-q坐标系中能够将超前换相角理解成相电压的q值和d值之间的角。

通常，当电机的转速超过预设的转速阈值时或当极转子电压超过中间回路电压时，进行从PWM操控切换到方波操控。相应地进行从方波操控相反地切换到PWM操控并且必要时存在迟滞，以便防止操控类型的持续的往复切换。在此，转速阈值(所使用的调节通常直至该转速阈值才稳定运转)能够与所使用的处理器或其速度相关。在此，极转子电压通过转子或转动件的转动并且基于在绕组支路或相中的感应来产生。

现在，当在方波操控中总是完整施加中间回路电压时由于极转子电压与中间回路电压的比例而在切换时不发生相电压的基准预设中的电压阶跃时，在由于例如为了确保调节稳定性而根据转速阈值进行切换时能够发生，极转子电压小于中间回路电压。这种电压阶跃引起相电压的阶跃，进而引起电机的转矩的阶跃。

为了在PWM操控和方波操控之间过渡，现在根据所提出的方法能够使用过渡操控，其中在电机转矩调节的范围中将相电压(相电压因此在此在d-q坐标系中使用)的d值设定为调节变量，并且持续地、尤其(准)连续地改变相电压的q值。在从PWM操控过渡到方波操控时，优选提高相电压的q值，在从方波操控过渡到PWM操控时，优选降低相电压的q值。在此，q值能够以预设的梯度改变。在此，适当地，将在之前的操控(即PWM操控或方波操控)中最后使用的值考虑作为相电压的q值的改变的起点。

代替激起电压阶跃，通过这种过渡操控仅缓慢地改变相电压的q值，在此d值基本上保持恒定。因为d值对相电流的q值具有显著影响，所以所述q值基本上保持不变。相电流的q值又对电机的转矩具有显著影响，所述转矩因此同样基本上保持恒定。

有利地，当在过渡开始时电机的极转子电压大于或等于电机的中间回路电压乘以系数2/Pi时，直接地且在没有过渡操控的情况下执行从PWM操控过渡到方波操控。当在过渡开始时电机的极转子电压小于或等于电机的中间回路电压乘以系数2/Pi时，优选直接地且在没有过渡操控的情况下执行从方波操控过渡到PWM操控。在此优选地分别考虑能预设的、根据过渡方向为正或负的偏移。在该情况下，在直接过渡时也不出现电压阶跃，使得不需要过渡操控。然而，也能够承受例如最大0.5V的一定的电压阶跃。用系数2/Pi实现换算成方波操控中的最大可调节的正弦形的固有振荡。

有利地，当电机的转速大于能预设的转速阈值优选加上能预设的正的偏差时，执行从PWM操控切换到过渡操控。因此，在该情况下，不会以如下为基础，极转子电压大于或等于中间回路电压，使得用过渡操控能够防止电压阶跃。

有利的是，当相电压、在此尤其内部的基准相电压在d-q坐标系中的绝对值等于或大于中间回路电压乘以系数2/Pi时，执行从过渡操控切换到方波操控。于是在此通过过渡操控提高电压，使得不再出现电压阶跃进而也不出现转矩突变。

优选的是，当电机的转速小于能预设的转速阈值，优选减去能预设的正偏差时，执行从方波操控切换到过渡操控。因此，在该情况下，也不能够以如下为基础，极转子电压还大于或等于中间回路电压，使得借助过渡操控能够防止电压阶跃。

有利地，当相电流的d值等于或小于PWM操控中的相电流的d值的基准值，优选减去能预设的正偏差时，执行从过渡操控切换到PWM操控。因为在此电压的值事先是未知的，所以能够通过对于电流所提及的条件实现，不发生电压或转矩的阶跃。

偏差在所提出的情况下，就迟滞而言能够用于防止在极限进行操控类型之间的持续切换。

根据本发明的计算单元(例如机动车的控制器)特别是在编程方面设置用于执行根据本发明的方法。

以计算机程序的形式执行该方法也是有利的，因为这导致特别低的成本，特别是当执行控制器还用于其他任务并且因此势必存在时。用于提供计算机程序的合适的数据载体特别是磁的、光的和电的存储器，例如硬盘、闪存、EEPROM、DVD等。也可以通过计算机网络(Internet、Intranet等)下载程序。

本发明的其他优点和实施方式在说明书和附图中给出。

附图说明

本发明依照实施例在附图中示意性地示出，并在下文中参考附图对其进行描述。

图1示意性地示出了电机，在其中能够执行根据本发明的方法。

图2示意性地示出了操控电机的一种方案。

图3示意性地示出了电机中的电流曲线。

图4示出了在PWM操控和方波(Block)操控之间的过渡的相的相电压。

图5a和5b示意性示出不同的操控类型的范围。

图6示出不使用根据本发明的方法的电机的不同变量。

图7、8和9示出三种不同的操控类型，如其在根据本发明的方法中能够在优选的实施方式中使用。

图10示出另一优选的实施方式的根据本发明的方法的流程。

图11示出使用另一优选的实施方式的根据本发明的方法时的电机的不同的变量。

具体实施方式

图1以电路图示意性地示出了电机，在该电机中能够执行根据本发明的方法。电机100在此例如构造为外部激励的五相电机。当然也可以使用不同数量的相，例如三相。此外，电机100例如可以构造为爪极电机。

在此，电机100具有五个定子绕组120和一个励磁绕组或转子绕组110。通过构造为操控单元140的计算单元可以调节励磁绕组110中的励磁电流I_ex。此外，设置有电路装置130，其具有开关131、在此例如为MOSFET，仅用附图标记标识其中的一个开关，通过该电路装置可以根据电机是用于电动机运行还是发电机运行，将电压U施加到定子绕组120或在定子绕组上获取到电压。

开关装置130和控制单元140也可以分别是用于电机的共同的控制单元的一部分，或者是用于电机的反相器的一部分。

图2示意性地示出了用于操控例如图1所示的电机的一种方案。上部图表显示了随时间t变化的电压U，下部图表显示了随时间t变化的占空比T。

此处涉及根据所谓三角-正弦调制的标准方法的操控模式。在此，期望的理论电压、即上部图表中的正弦曲线上叠加有三角信号(也显示在上部图表中)，该三角信号具有比电基波的三角信号明显更高的频率(通常大于10kHz)。每个交叉点都标志着PWM信号的切换。

下部图表中的操控模型可以利用PWM控制器生成。对于爪极电机，通常在不超过所述电压极限的情况下使用此PWM操控。从电压极限起或在电压极限之上，则利用方波(Block)运行的方波(Block)模型或利用所谓的方波(Block)操控来操控电机。

该方波(Block)操控的特征在于，相电压具有最大可能的振幅，并且该振幅不能改变(这在理论上是可以通过以小于180°的方波(Block)宽度操控来实现的，但通常不使用)。

除了励磁电流之外，电压矢量的相位置，所谓的超前换向角，也用作电机的期望的理论转矩的调节变量。

由于在方波(Block)运行下不能更改(或至少不会更改)振幅，因此仅在超过电压极限的情况下(即当磁极转子电压大于施加的中间电路电压时)使用这种操控方式，在当前情况下通常在转速大于3000/min时使用这种操控方式。

图3示出了电流曲线，在此为相电流，电流曲线在电机旋转并且规定了正弦的相电压的情况下生成。为此，绘制随时间t变化的电流I。

在对称分布的情况下，各个相电流I_A、I_B、I_C、I_D和I_E可以合成空间矢量。为此使用已知的克拉克(Clarke)变换和派克(Park)变换。首先，根据以下公式，用克拉克(Clarke)变换得出电流I_α和I_β：

和

然后根据以下公式，用派克(Park)变换得出电流I_d和I_q：

I_d＝I_αcosθ+I_βsinθ和I_q＝-I_αsinθ+I_βcosθ

其中，在此θ表示电机的转子或转动件的角度。以相同的方式，电压也可以变换到d-q坐标系下。

图4示出了在PWM操控和方波(Block)操控或方波(Block)运行之间的过渡的相的相电压。为此，绘制随时间t变化的电压U和电流I。从电流的曲线可以看出，在此不再对相电流进行调控。

在图5a和5b中，示出不同的操控类型的范围，根据所述操控类型应当阐述在当前的方法中的调节策略。为此分别关于电机的转速n绘制转矩M。

在此，范围I说明如下范围，在所述范围中极转子电压还小于中间回路电压。范围III说明如下范围，在所述范围中转速n大于转速阈值n_Gr。

对于更高的转矩而言，在外部激励电机中在所有情况下设定更高的励磁电流，使得极转子电压在转速低于极限转速n_Gr的情况下超过中间回路电压。对于恒定的励磁电流，极转子电压成比例提高。

在此，极限转速n_Gr表示直至相电流调节稳定运转的转速阈值。所述转速与调节器的采样频率相关。在此，根据PWM运行中调节器的期望精度和情况，能够将转速阈值确定为，使得采样频率至少对应于与转速阈值相应的频率的两倍直至二十倍。直至调节器稳定运转的转速阈值也与所使用的工艺的速度相关。

将相电流调节直至极转子电压小于中间回路电压的极限(范围I)或直至转速阈值n_Gr(范围III的左侧)并且经由PWM产生脉冲图案。一旦当达到转速阈值时极转子电压大于中间回路电压，则不再调节相电流，而是以方波图案(Blockmuster)设定最大的相电压并且调节超前换向角。

在图5a中示出的情况下，转速阈值现在如此大，使得在超过转速阈值n_Gr之前，根据当前的转矩总是达到范围II。这表示，总是在没有电压阶跃的情况下会发生PWM-方波过渡。在范围II中也能够使用方波运行。

相反，在图5b中示出的情况中可见：用于小转矩的转速阈值n_Gr小于用于方波运行的理想的过渡点，即在范围I和III相互临界的位置处。在该情况下，由于用于相电流调节的稳定性的转速阈值必须突变到方波运行中。

如果在该转速处执行从PWM操控到方波(Block)操控的过渡，那么电压阶跃并且存在转矩阶跃。

在图6中示出这种表现。为此，关于时间t绘制转矩M、转速n、电流I和电压U。在时间点t₀，执行从PWM操控过渡到方波(Block)操控，在此在转速约为3800/min的情况下进行。

在过渡点中可见相电压U_d和U_q的阶跃。转矩在此从大约-1.7Nm阶跃到+4Nm并且相电流I_d和I_q开始振荡。在相电压中调节直至完全阶跃经过了大约15ms。该问题通过当前的方法来解决，该方法在下文中更详细地阐述。

在图7、8和9中阐述如在根据本发明的方法中可使用在优选的实施方式中的三种不同的操控类型。该各个操控类型在此能够作为调节器或在调节的范围中执行。

在图7中示出具有场导向的调节的PWM操控或PWM运行。测量在此设有附图标记I_A...E的相电流并且在空间矢量表达中换算成I_q和I_d。此外，检测励磁绕组中的励磁电流I_ex。电机的参数P、即例如电感和匝链磁通经由多项式且在考虑饱和特性的情况下借助电流I_q、I_d、I_ex来计算。从参数P和理论转矩M_soll中计算基准电流I_q,ref和I_d,ref并且经由场导向的调节变换成电压基准值U_d和U_q。为了计算基准电流，能够考虑定子的温度T和与其关联的电阻R_S。

随后，在PWM控制器中将基准值转换成脉冲图案180，例如中央对齐脉冲图案并且经由反相器或变流器在电机100的相处设定。在此，经由传感器170还能够求出转子位置角和电角频率ω_el并且随后考虑。

在图8中示出具有超前换相角的调节的方波操控或方波运行。代替调节电流，在此从电机的参数P和当前的电流I_q、I_d中计算当前的转矩M_ist。所述当前的转矩与理论转矩M_soll比较并且基于偏差调节超前换向角(优选PI-调节器)。所得出的在此称作为α的超前换相角直接地转换成方波图案181，其中总是馈入最大的相电压。此外，参考图7的描述，但是其中在此不需要电角频率ω_el。

在图9中示出具有相电压的q值调节的过渡操控。这为两种之前阐述的操控类型的混合。又将当前的转矩M_ist与理论转矩M_soll比较，但是仅调节或设定相电压U_d的d值。始于初始值U_q,init以固定的梯度ΔU提高相电压U_q的q值。可想到考虑电压极限U_Gr。初始值是方波操控或PWM操控的最后的值。随后在此，借助PWM机构设定脉冲图案182。

现在，在图10中以另一优选的实施方式示出根据本发明的方法的各个操控类型之间的过渡。

如果极转子电压U_p大于中间回路电压U_dc乘以系数2/Pi，那么存在PWM操控A₁和方波操控A₃之间的直接过渡的条件并且不需要过渡操控A₂。系数2/Pi允许换算成方波运行中的最大可设定的正弦形的固有振荡。

如果根据转速阈值n_Gr而进行过渡，那么使用过渡操控A₂。在各个条件中，能够分别使用迟滞或偏差O，以便避免持续切换状态。

如果始于PWM操控A₁而使用过渡操控A₂并且满足条件“转速n大于转速阈值n_Gr(n>n_Gr)”，那么以固定的梯度提高相电压的q值，直至满足条件“相电压U_dq的绝对值大于或至少大致等于中间回路电压U_dc乘以系数2/Pi”。相电压的d值调节到相应所需的转矩上。物理上U_q的提高引起d电流的增大，使得场被放大，极转子电压变大并且实现无摩擦过渡。

如果在过渡时违背条件“n>n_Gr”，那么只要该条件无效或被违背，那么相电压的q值不再递增，而是递减，并且切换回PWM运行。

如果始于方波运行使用过渡操控A₂，那么借助方波运行中的最后的值初始化U_q并递减。因为在PWM操控A₁中过渡电压事先未知，那么在此的条件是，所设定的d电流小于PWM运行中的基准I_d,ref。这示出，场比在相应运行点中会是最佳的情况更大地减弱，进而为有利的过渡条件。

在图11中，重新示出图6中的变量，然而在此使用过渡操控。代替激起U_d和U_q的电压阶跃，现在缓慢地递增U_q的电压(例如梯度为400V/s)。U_d大约保持恒定，因为U_d在该情况下影响电流I_q，所以I_q对所设定的力矩具有显著作用，并且所需要的转矩在所示出的范围中近似恒定(在此调节到恒定的功率)。d电流从大约-31A增加到接近超过0A。与图6相比，在过渡时，从现在开始得到恒定的转矩。