阅读说明：本技术 用于确定机动车辆中电机的转子角的方法 (Method for determining the rotor angle of an electric machine in a motor vehicle ) 是由 B.雷内克 J.穆勒 W.费舍尔 S.葛罗德 于 2018-11-29 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种用于确定电机(30)的转子角(<Image he="21" wi="13" file="100004_DEST_PATH_IMAGE002.GIF" imgContent="drawing" imgFormat="GIF" orientation="portrait" inline="no"></Image>)的方法,所述电机具有转子(32)和带有至少一个相绕组(U,V,W)的定子(33),其中所述电机(30)与开关式充电调节器(LR)关联,所述开关式充电调节器被设计为调节所述电机(30)并向电存储器(S)施加电能,其中所述充电调节器(LR)具有第一开关状态(S1)和其他开关状态(S2),在所述第一开关状态中向所述电存储器(S)施加电能,在所述其他开关状态中至少部分地禁止向所述电存储器(S)施加电能,其中在所述第一开关状态(S1)中借助于第一确定规则(K1)来确定所述转子角(<Image he="21" wi="13" file="100004_DEST_PATH_IMAGE002A.GIF" imgContent="drawing" imgFormat="GIF" orientation="portrait" inline="no"></Image>),并且在所述其他开关状态(S2)中借助于其他确定规则(K2)来确定所述转子角(<Image he="21" wi="13" file="100004_DEST_PATH_IMAGE002AA.GIF" imgContent="drawing" imgFormat="GIF" orientation="portrait" inline="no"></Image>)。本发明还涉及被设计为执行所述方法的相应计算单元,以及用于执行所述方法的计算机程序。(The invention relates to a method for determining the rotor angle (30) of an electric machine ) Having a rotor (32) and a stator (33) with at least one phase winding (U, V, W), wherein the electric machine (30) is associated with a switched charging regulator (L R) designed to regulate the electric machine (30) and to apply electrical energy to an electrical storage (S), wherein the charging regulator (L R)Having a first switching state (S1) in which electrical energy is applied to the electrical storage (S) and a further switching state (S2) in which the application of electrical energy to the electrical storage (S) is at least partially inhibited, wherein in the first switching state (S1) the rotor angle is determined by means of a first determination rule (K1) (S2) ) And determining the rotor angle by means of a further determination rule (K2) in the further switching state (S2) ((S2)) ). The invention also relates to a corresponding computing unit designed to perform the method, and to a computer program for performing the method.)

用于确定机动车辆中电机的转子角的方法

技术领域

本发明涉及一种用于确定电机的转子角的方法，所述电机包括转子和具有至少一个相绕组的定子，其中所述电机与开关式充电调节器关联，所述充电调节器被设计为调节所述电机并且向电存储器施加电能。

背景技术

内燃机曲轴的旋转角位置和转速是电子发动机控制装置的许多功能的重要输入变量。为了确定所述旋转角位置和所述转速，可以在与所述内燃机的曲轴一起旋转的主体上以相同的角度间隔设置标记。由于曲轴旋转而导致的标记通过可以通过传感器检测到并作为电信号转发到分析电子装置。

该电子装置针对所述曲轴的相应旋转角位置确定分别为旋转角位置存放的用于所述标记的信号或测量两个标记之间的时间差，并且可以基于两个标记彼此间的已知角度间隔确定角速度，并从中确定转速。在机动车辆的情况下，特别是在摩托车、轻便摩托车或限制摩托车的情况下，所述标记可以例如通过金属齿轮的齿来提供，该金属齿轮即所谓的传感轮，所述齿通过它们的运动在传感器中引起磁场的变化。一些齿的空缺可以用作识别绝对位置的参考标记。

尽管在乘用车的情况下大多使用60-2齿（均匀分配60个齿，其中两个齿留空），但在摩托车或限制摩托车的情况下例如也使用36-2、24-2齿或12-3齿。在所述曲轴的转速确定或旋转角位置确定的这种间接原理中，通过齿的数量并且通过对所述参考标记的可靠识别来确定转速信号的分辨率或旋转角位置的绝对检测。

在每台具有内燃机的现代车辆中都安装有发电机，所述发电机由所述曲轴的旋转驱动并且提供电信号，所述电信号用于为所述车辆供应电能和对车辆电池充电。如果没有所述发电机，车辆就不可能按规定运行，或者只能按规定运行短的时间。为了调节电池电压使用调节器。由于对于许多摩托车或限制摩托车来说将所述发电机实施为永久励磁的，因此其用于调节所述电池电压的励磁不能像在乘用车中常见的那样改变。取而代之的是，所述调节器例如通过使所述电机的相短路来将所述电池电压调节到额定值。上述发电机典型地与上述传感器累加地用于检测转速或用于检测曲轴的旋转角位置。

可以直接从未负载电机的空转电压中读取所述电机的转子的精确旋转角方位，因为所述空转电压的相对相位与所述转子的旋转角方位一致。在带负载的机器的情况下，只能通过附加考虑转子角来确定所述转子的精确旋转角方位。因此，仅当同样能够以足够的精度确定所述转子角，才有可能从所述电机的信号中精确地确定所述曲轴的旋转角位置。对于带负载的电机来说，这是不容易实现的。此外，相应的电压调节，特别是其中将至少一个相短路的开关式电压调节，可能额外使得所述转子角的确定更加困难。

此外，还从EP 0664887 B1已知将经由曲轴驱动的电机的电输出变量用于确定转速。为此，提供所述发电机的一相作为参考，在该相上施加脉动式直流电压。这种布置还可以被考虑用于也基于相应的相信号确定所述电机的转子的旋转角位置的估计以及由此还确定所述内燃机的曲轴的旋转角位置，所述电机和所述内燃机分别直接地或经传动地彼此耦合。

至少在所述电压调节器的开关阶段期间影响所述电机的电输出变量的相应的电压调节（所述电压调节例如在限制摩托车的情况下在短路调节的范围内是常见的）在此是不合适的，因为由此用于确定轴的转速或旋转角位置的特征性信号不能可靠地用于确定所述转子的转速或旋转角方位。此外，在此未实现对所述电机的曲轴或转子的转速的高分辨率确定或旋转角位置的高分辨率确定。

因此，期望说明一种在具有开关式电压调节器的电机情况下越过开关状态来确定所述电机的转子角的可能性。

发明内容

根据本发明，提出了一种具有权利要求1的特征的方法。有利的构型是从属权利要求以及以下描述的主题。

本发明的优点

本发明的主题是一种用于确定电机的转子角的方法，所述电机具有转子和带有至少一个相绕组的定子，其中所述电机与开关式充电调节器关联，所述开关式充电调节器被设计为调节所述电机并向电存储器施加电能。所述充电调节器具有第一开关状态，在所述第一开关状态中向电存储器施加电能，并且所述充电调节器还具有其他开关状态，在所述其他开关状态中至少部分地禁止、优选完全地禁止向所述电存储器施加电能，其中，在所述第一开关状态中借助于第一确定规则来确定所述转子角，并且在所述其他开关状态中借助于其他确定规则来确定所述转子角。原则上可以在本发明的范围内将所述充电调节器的关联设计为，使得将所述充电调节器直接与所述电机关联，但是也可以将所述充电调节器从外部与单独的单元、特别是发动机控制设备关联，或者集成在所述单独的单元中。

根据本发明的方法的优点在于，通过针对充电状态（充电或未充电）的相应开关状态使用不同的确定规则，可以至少在时间上逐步地确定转子角，因为相应地可以将所述确定规则分别适配于用于确定所述转子角的当前系统参数。所述确定规则包括用于确定所述转子角的基于模型的确定规则，其中可以相应地使用所述电机的针对不同的运行条件的系统参数。例如，这里所述电机的内阻和线圈电感以及它们在理想空转电压或输出电压下的行为都可以用作系统参数。它们可以优选地在用于确定所述转子角的特征曲线族的范围内存储在充电调节器中或存储在上级控制设备中。因此，上述方法的优点在于，尽管通过电压调节器或充电调节器进行开关式干预——所述电压调节器或充电调节器通过对所述电机的相应开关或调节干预来调节向存储器施加电能，在所述电机正在运行时仍然可以基本上连续地确定所述转子角。

在所述方法的优选构型中，在第一开关状态中致动所述电机，使得向所述电存储器施加电能，其中在所述其他开关状态中致动所述电机，使得通过使至少一个相绕组短路或者通过使至少一个相绕组没有电流来没有负载地调节、优选禁止从所述电机到所述电存储器的电流流动。特别是借助于使至少一个相短路或使相应相没有电流来调节所述电存储器是特别有利的，因为这可以以特别简单和成本有利的方式实现。这种调节特别是用在机动两轮车中，特别是在成本有利的机动两轮车中，因为上述优点在这里发挥了特别大的作用。在此，特别是短路调节是特别普遍的，其缺点在于，所述短路调节本身特别强烈地影响所述电机的相信号，这使得特别难以根据所述相信号来确定所述转子角。

在所述方法的另一优选构型中，在所述第一确定规则的范围内基于数值模型和/或基于特征曲线族确定所述转子角，和/或在所述其他确定规则的范围内基于其他数值模型和/或基于其他特征曲线族确定所述转子角。原则上，可以在使用全局机器变量的数值模型的范围内或基于使用其中存储有多个机器变量的特征曲线族的数值模型的组合来实现所述确定规则。所述特征曲线族在此包括取决于相应参数（例如所述发电机的转速或输出电压）的转子角。然而，优选的还有，根据所述转速或至少一个相信号的边沿之间的边沿时间来检测相应的机器变量（例如发电机的输出电压）并将所述机器变量存储在所述特征曲线族中以供在所述数值模型中进一步使用。

在所述方法的另一优选构型中，在所述第一确定规则的情况下，在确定所述电机的转子角时考虑所述电存储器的电压。特别是在使用其中存储有所述电机的用于确定所述转子角的相应机器参数的特征曲线族时，可以在确定所述转子角时使用所述电池电压。原则上，只能将所述电池电压近似地视为恒定，因此所述电池电压在确定所述转子角时实际上可以是重要的。取决于运行点，可能会出现波动或电平降低。由于通常在上级控制设备中连续测量运行电压，因此可以识别这些变化并且在确定所述转子角时相应地考虑这些变化。在另一构型中，可以校正转子角特征曲线或者对于多个参数校正用于在第一开关状态下的电池充电运行的相应特征曲线族，特别是通过取决于所述电池电压的补偿参数。原则上还可以对所述特征曲线或相应的特征曲线族进行进一步的校正，例如所述特征曲线或所述特征曲线族的倾斜、伸展或压缩或其他变形。

在该方法的另一优选构型中，在所述第一开关状态的范围内接通所述电机之后和/或在所述其他开关状态的范围内接通所述电机之后的持续时间内，在确定所述电机的转子角时考虑在确定所述转子角所基于的所述电机的机器变量中的至少一个机器变量的时间变化过程中的由所述接通引起的动态起振过程。通过将所述电机接通以调节电压，特别是在相应的开关过程之后产生具有大的时间动态变化的相应瞬时状态，所述瞬时状态在借助于起振过程来表征所述机器的持续时间内回到基本静止的状态。如果现在是所述电机的相应机器参数（例如发电机的输出电压、转速等）受到这种动态性的影响，则这种动态性传播到对所述转子角的确定中，这有可能导致相应的错误源。可以相应地考虑这些错误源，以便在确定所述转子角时，特别是也要考虑在从所述第一开关状态切换到第二开关状态或从所述第二开关状态切换到所述第一开关状态之后的特征性持续时间期间的转子角。这是特别有利的，因为现在也可以在确定所述转子角时考虑非平衡状态，并且因此可以更加精确地并且在所述电机的每个运行点中确定所述转子角。

在该方法的另一优选构型中，在所述转子角的时间变化过程中的所述动态起振过程被表征为，使得在动态起振过程的持续时间内确定所述转子角的幅度和/或所述电机的运行参数，并将其用作在确定所述转子角时考虑所述动态起振过程的度量。特别是在所述动态起振过程内所述转子角的时间动态性的幅度可以用作在所述动态起振过程的持续时间期间是否进行相应校正的度量。这特别是可以在阈值调节的基础上进行，在所述阈值调节中将在动态时间范围内的转子角波动幅度的下阈值作为基础，其中低于所述阈值就不进行适配，或大于所述阈值就在所述动态起振过程的时间范围中对所述转子角进行相应的校正。如果所述动态起振过程的影响太大，即，特别是所述幅度大于一定阈值，则可以将这些幅度存储为应用变量并相应地用于在开关过程之后计算所述转子角。特别是可以借助于参考测量或合适的仿真模型来确定所述应用变量。此外，取决于转速梯度对相应的校正的适用性的影响，可以将所述开关过程放置在驱动所述电机的内燃机的工作循环中的适当位置处，例如在转速变化过程尽可能平坦时。相应地，平坦的转速变化过程是具有最小可能梯度的转速变化过程。

在另一种优选的构型中，可以根据所述转子的至少一个旋转角方位来执行所述开关过程，特别是导致从所述电机到所述电存储器的电流流动被禁止的开关过程。这种措施的优点在于，接通所述电机以调节所述电存储器的电压和将电机参数相应地用于确定所述转子角总是在时间上错开地执行，由此相应地在考虑到与所述开关过程的最小时间间隔以保证可能的起振过程的情况下，可以根据所述机器参数无干扰地确定所述转子角。此外可以优选，将开关状态放置在具有低转速动态性的区域中。替代地也可以规定，可以将开关过程直接放置在出现至少一个相信号的信号边沿和/或过零点之后，以便在用于确定所述转子角的测量变量的变化过程中的动态性尽可能地衰减，直到在变化过程中相应相信号中的下一个边沿到来。

另外，取决于所述幅度的类型和程度或其幅度大小，在校正待确定的转子角时也可以在所述动态起振过程的时间范围中进行可能校正的类型和程度。

在所述方法的另一优选构型中，所述特征曲线族或所述其他特征曲线族至少具有所述转子角、所述电机的输出电压以及转速或至少一个相信号的两个边沿之间的时间作为参考变量。原则上，与确定所述转子角有关的所有电机参数和取决于这些电机参数的参数都可以存储在相应的特征曲线族中，以便能够由此根据所述电机的相应运行参数尽可能精确地确定所述转子角。

在所述方法的另一优选构型中，在所述转子的第一转中使用在至少一个特征曲线族中存储的至少一个转子角值，并且通过在所述动态起振过程的持续时间内基于测量确定的转子角值来校正所述至少一个转子角值，其中将经过校正的转子角用于所述转子的其他转，特别是用于其他动态起振过程的时间范围。作为特别是在动态起振过程的时间范围中使用相应的校正项来校正所述转子角的替代或累加，也可以在所述电机的运行中学习这种校正项。为此，根据在所述第一开关状态和所述其他开关状态之间或在所述其他开关状态和所述第一开关状态之间的开关过程之前的电机测量变量以及测量变量的时间变化过程，外推出这些开关状态之外的值，并且在此使用所述转子角的相应特征曲线或特征曲线族。可以在可能的校正项中考虑外推值与所述开关过程后测量值的偏差，并且可以存储所述偏差以供进一步使用所述转子的其他转来确定所述转子角。这种构型是有利的，因为有时也会随着时间受到相应波动和退化效应影响的相应机器参数在正在运行时确定所述转子角的情况下可以用作学习功能。

在本发明的另一种优选的构型中，作为使用在开关过程之前的电机测量变量的时间变化过程来外推校正因子和基于该外推确定所述校正因子的累加或替代，也可以在相同的或在转子角变化过程方面类似的运行点上学习电变量的未受干扰的变化过程，在所述运行点上没有出现开关过程。同样，可以通过将未受干扰（至少不受开关过程之一干扰）的变化过程与所述开关过程之后的电变量变化过程相比较以及使用所述转子角的相应特征曲线或特征曲线族来确定校正因子。这种构型同样是有利的，因为有时也会随着时间受到相应波动和退化效应影响的相应运行或机器参数在正在运行时确定所述转子角的情况下可以用作学习功能。

在本发明的另一优选构型中，所述转子角用于确定所述转子的旋转角方位。为了从电机的信号中可靠地推导出所述转子的相应旋转角方位，需要保证针对所述电机的相应运行条件相应精确地确定所述转子角。在上述方法的范围内，这恰好是可能的，由此可以与所述电机的相应运行状态无关地相应高度准确地确定所述转子角。

在本发明的另一优选的构型中，借助于电子电路、特别是发动机控制设备来处理所述电机的至少一个相信号。通过对所述相信号或与所述相信号相关的值以及关联的上升沿和下降沿进行相应的外部处理以及对调节、特别是发动机控制设备中所述电存储器的充电调节的相应外部处理，可以省去额外的控制组件，因为所述发动机控制设备反正已经存在并且原则上也可用于此使用目的。这是有利的，因为由此可以简化相应的调节体系结构，由此可以额外地节省成本。

原则上易于理解的是，通过上述方法可以直接根据所述电机的内部信号来确定所述电机的转子的高分辨率旋转角位置或转速并从而还可以确定所述内燃机的曲轴的高分辨率旋转角位置或转速，由此也可以省去用于确定所述旋转角位置或所述转速的相应传感轮和与所述传感轮连接的传感装置。在正在运行时总是可以确定所述转子的旋转角位置或转速，因为相应地考虑了所述电存储器的相应充电调节。然而，也可以将充电调节的开关式干预与所述相信号的边沿的确定在时间上退耦，所述边沿对于确定所述旋转角位置或所述转速是必需的。

因此，仅使用所述电机的相信号就可以保证在正在运行时确定所述转子以及因此所述曲轴的高精度转速和旋转角位置以及对所述电存储器的相应电压调节。由此可以节省成本，这对于成本更为有利的轻便摩托车或轻型摩托车是特别有利的。此外，可以明显改善控制功能，例如喷射的位置计算，扭矩计算或用于精确确定OT位置的学习功能等。

此外易于理解的是，原则上可以以不同的方式获得所述相信号。例如，可以观测相互之间的相电压，观测连接的整流器的二极管上的相对于所述整流器的输出端子电位的相电压——前提是所述电机的定子形成具有可抽取星形点的星形电路，观测支路相对于所述星形点的输出电压或对相电流进行类似的分析。

在所述方法的另一优选的实施方式中，将所述曲轴的旋转角位置用于控制所述内燃机。通过发动机控制设备对所述电机的相信号的检测和处理以及根据所述转子的旋转角方位和通过所述转子角得出的可能的角度偏移来相应地确定所述曲轴的旋转角位置可以相应地用于在所述内燃机的控制设备中控制点火时刻或所述内燃机的扭矩。因此，可以在所述发动机控制设备中综合对电池的充电调节，对所述内燃机的控制以及对所述曲轴的旋转角方位或转速的改善的确定，由此得到进一步的协同效应。为此，所使用的计算单元——优选被构造为用于所述内燃机的发动机控制设备——具有相应的集成电路和/或存储在存储器上的计算机程序，所述集成电路或所述计算机程序被设计用于执行上述方法步骤。

所述方法以计算机程序的形式实现或者设置集成电路、特别是ASIC（专用集成电路）是有利的，所述计算机程序以软件形式优选存储在数据载体上、特别是存储在存储器上并且在所述计算单元中可用于执行所述方法，因为这导致特别低的成本，特别是当执行控制设备还用于其他任务并因此本来存在时如此。如通常从现有技术中已知的，适用于提供所述计算机程序的数据载体特别是磁的、光学的和电的存储器。

附图说明

从描述和附图中得到本发明的其他优点和构型。

图1示意性地示出了根据现有技术的带有传感器的传感轮，特别是用于确定转速的传感轮；

图2a至图2c示出了耦合到内燃机的电机的示意图（a，b）以及所属的信号变化过程（c）；

图3示意性地示出了具有相应的所属相信号的电机；

图4a和4b示出了三相电机的相的可能电压变化过程；

图5a和5b示出了电机的单相简化等效电路图（a），以及相电压矢量的所属矢量图（b）；

图6a-6f示出了调节器电路的六个不同的实施方式，这些调节器电路连接在电机的整流器的下游并且被设计为调节电池电压；

图7a和7b示出了根据所述方法的第一实施例和替代的第二实施例的具有调节干预的相信号的变化过程；

图8a和8b示出了根据所述方法的另一实施例和替代的另一实施例的具有调节干预的相信号的变化过程；

图9示出了根据所述方法的又一实施例的具有时钟控制的调节干预的相信号的变化过程；

图10a至10d示出了关于在电机的第一输出电压下的转速的转子角的时间变化过程（a），关于在电机的另一输出电压下的转速的转子角的时间变化过程（b），关于在电机的第一输出电压下相信号的两个边沿之间的边沿时间的转子角的时间变化过程（c），以及关于在电机的另一输出电压下相信号的两个边沿之间的边沿时间的转子角的时间变化过程（d）；

图11示出了在调节器的两个开关状态中的转子角的时间变化过程以及布置在这两个开关状态之间的动态起振过程区域；和

图12示出了相信号的电压边沿的时间变化过程，基于该变化过程解释学习方法。

具体实施方式

在图1中，示意性地示出了传感轮20和所属的感应传感器10，它们在现有技术中用于确定曲轴的转速或用于近似确定曲轴的旋转角位置。在此，传感轮20牢固地与内燃机的曲轴连接，并且传感器10位置固定地安装在合适的位置上。

通常由铁磁材料制成的传感轮20具有齿22，齿22布置在外侧上并且两个齿22之间具有间隔21。在所述外侧的一个位置上，传感轮20在预定齿数的长度上具有空缺23。该空缺23用作识别传感轮20的绝对位置的参考标记。

传感器10具有条形磁体11，在所述条形磁铁上安装有软磁极接触销12。极接触销12又被感应线圈13包围。当所述传感轮旋转时，齿22和位于每两个齿之间的空隙交替地经过传感器10的感应线圈13。由于所述传感轮由铁磁材料制成并且由此齿22也由铁磁材料制成，因此在所述旋转时在所述线圈中感应出信号，利用该信号可以区分齿22和气隙。

通过将两个齿之间的时间差与这两个齿所围成的角度相关，可以近似地计算出角速度或转速，以及此外还有所述曲轴的相应角位置。

在空缺23处，在所述感应线圈中感应出的信号具有不同于在其他情况下与空隙交替的齿22处的变化过程。通过这种方式可以实现绝对位置标记，但仅参考曲轴的完整转圈。

在图2a中描绘了内燃机112，电机30直接耦合地或经传动耦合地连接到内燃机112，其中电机30由内燃机112的曲轴17'驱动。因此，电机30的转速n_Gen和曲轴17'的转速n_BKM以及电机30的转子的角位置α₁和曲轴17'的旋转角位置α彼此具有固定的关系。此外，电机30与充电调节器LR关联，所述充电调节器向车载电网110内的电存储器S（当前情况下是电池B）与电池B的剩余容量相应地供应能量。根据电池B或电存储器S的充电状态，它们具有变化的电压U_Bat。此外，设置有计算单元，特别是发动机控制设备122，该发送机控制设备经由通信连接124与电机30或与内燃机112交换数据并且被设计为相应地操控内燃机112和电机30。

在图2b中，再次以放大形式示意性地示出了电机30。电机30具有带有励磁绕组的转子32和具有定子绕组的定子33，其中转子32具有轴17。因此，这是一种他激的机器，其特别是在机动车辆的情况下是常见的。然而，特别是对于限制摩托车，尤其是对于小型和轻型限制摩托车，大多使用具有永磁体的发动机，即永磁激励的电机。原则上，在本发明的范围内可以使用两种类型的电机，其中特别地，根据本发明的方法不依赖于相应类型的电机（永磁激励的电机或他激的电机）的使用。

示例性地，电机30被构造为三相发电机，其中感应出三个彼此相移120°的相电压信号。这种三相发电机通常用作现代机动车辆中的发电机，并且适合于执行根据本发明的方法。在本发明的范围内，原则上可以使用所有电机而与其相数无关，其中特别是根据本发明的方法不依赖于相应类型的电机的使用。

用U，V，W表示三相发电机30的三个相。经由被构造为正二极管34和负二极管35的整流元件对在各相上下降的电压进行整流。因此，在极B+和B-之间存在发电机电压U_G，在该发电机电压的情况下负极接地。由这种三相发电机30例如为车载电网110内的电池B或其他耗电器供电。

在图2c中示出了三个图表，这些图表相对于电机30的转子32的旋转角度示出了所属的电压变化过程。在上图表中绘制出相U，V，W的电压变化过程和所属的相电压U_P。一般易于理解的是，在该图表和下面图表中说明的数目和值范围仅是示例性的，并且因此基本上不限制本发明。

在中间的图表中示出了发电机电压U_G，其由电压变化过程U，V，W的正半波和负半波的包络线形成。

最后，在下图表中示出了经过整流的发电机电压U_G-（参见图2a）以及该发电机电压U_G-的有效值U_Geff，所述发电极电压施加在B+和B-之间。

在图3中示意性地示出了具有相U，V，W的定子33以及来自图2b的正二极管34和负二极管35。原则上易于理解的是，这里以正二极管34和负二极管35的形式描绘的整流器元件在有源整流器的情况下也可以被构造为晶体管（未示出），特别是MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）。此外示出了出现的电压和电流的在下面使用的术语。

U_U，U_V，U_W替代地表示所属的相U，V，W的相电压，这些相电压是在外部导体和定子33的星形点之间降落的。U_uv，U_vw，U_wu表示两相或其所属的外部导体之间的电压。

I_U，I_V，I_W表示从相U，V，W的相应外部导体到所述星形点的相电流。I表示整流后所有相的总电流。

在图4a中，现在以三个图表相对于时间示出具有B-上的电位参考的三个相相电压U_U，U_V，U_W，这些相电压出现在具有带有六个永磁体的外极转子的发电机中。只是示例性地看见具有三相定子绕组33的电机30的图示，其中原则上在不限制一般性的情况下，根据本发明的方法也可以在具有相应根据需要的数量的相或永磁体或励磁线圈的发电机上实施。代替定子线圈的星形连接，同样也可以选择三角形连接或其他连接方式。

在电机30具有电流输出的情况下，相电压U_U，U_V，U_W的变化过程在第一近似中是矩形的。特别是通过以下事实来解释这一点：通过发电机电压使得正或负二极管沿流动方向导通，并且因此测得大约15-16伏（在12V铅酸蓄电池情况下的电池充电电压和正二极管上的电压）或负0.7-1伏（负二极管上的电压）。所述测量的参考电位分别是地。也可以选择其他参考电位，例如所述定子的星形点。尽管这些参考电位得到不同的信号变化过程，但不改变可分析信息、所述可分析信息的获得和分析。

原则上，可以以不同的方式获得相信号（U_U，U_V，U_W，I_U，I_V，I_W）。例如，可以确定相互之间的相电压（U_UV，U_UW，U_WU），确定连接的整流器的二极管上的相对于所述整流器的输出端子（B+，B-）的相电压——前提是所述电机的定子形成具有可抽取星形点的星形电路，观测支路相对于所述星形点（U_U，U_V，U_W）的输出电压或对相电流进行类似的分析。

在图4b中，在一个图表中一起绘制出来自图4a的相电压U_U，U_V，U_W。在这里可以清楚地识别出均匀的相位偏移。

在电机30的转子32的完整一转期间，电压信号通过六个磁体（特别是永磁体）、即所谓的极对重复六次。因此，转子32的每一转每一相、即每个相电压U_U，U_V，U_W出现六个下降沿FL_D和六个上升沿FL_U（对于相应的相是FL_UU，FL_VU，FL_WU和FL_UD，FL_VD，FL_WD）。

这些边沿设定了角度区段，也就是正好是通过所述磁体沿所述定子的径向外周覆盖的角度区段。因此可以在识别相应的边沿FL_U或FL_D时，在知道每一转的绝对参考点的情况下来确定，所述绝对参考点例如基于具有相电压U_U，U_V，U_W的与其他磁体不同的特征的参考磁体来表征。

现在利用合适的手段可以识别出下降沿FL_D和上升沿FL_U二者。例如，可以借助于所谓的施密特触发器为每个相电压生成TTL信号并传送给控制设备。所需的施密特触发器可以集成在所述控制设备中或者集成在控制电子装置中，例如控制设备、电池电压调节器和/或在有源整流器的情况下集成在相应发电机调节器中，或者也可以在外部与它们关联。各个TTL信号可以特别是在使用控制设备，特别是发动机控制设备122（参见图2a）的情况下经由各一个线路传送，或通过上游组合电子装置或者其他装置适当综合地仅经由一条数据线路124（参见图2a）传送。

在图4b中，给相电压U_U，U_V，U_W的相应下降沿的末端分别分配值W_U，W_V，W_W，这些值也称为W_Ud，W_Vd，W_Wd。同样，也可以给上升沿FL_U分配相应的值W_Uu，W_Vu，W_Wu。这些值可用于识别转子32的旋转角方位α₁或通过定子33的极对设定的角度增量。还可以基于相信号的平稳区域或介于所述平稳区域之间的其他区域来识别转子32的旋转角方位α₁。同样，这些值也可以用于基于时间差Δt₁，Δt₂，Δt₃确定所述发电机的转速。

在此，在电机30中均匀布置六个永磁体的情况下总共出现18个下降沿FL_d，并且因此每一转以彼此分别相等的间隔出现18个关联值。因此在时间差Δt₁，Δt₂或Δt₃期间，扫过360°/18=20°的角度。如开始时已经提到的那样，这也可以用于识别转子32的旋转角方位α₁，其中示例性确定的20°表示可探测的角度增量。此外，由此也可以确定角速度ω_i。所述角速度是由得到的，相关的转速n_i是由得到的，其单位是转/分钟。

原则上易于理解的是，作为下降沿FL_D的替代，上升沿也可以用于确定转子32的旋转角方位α₁和确定电机30的瞬时转速n_Gen。因此，通过使每一转的值的数量加倍，得到转子32的旋转角方位α₁以及转速n_Gen的更高分辨率。此外，可以通过多种其他方式来分析相的边沿，例如通过同一相或相应相彼此的上升沿FL_U和下降沿FL_D之间的时间间隔，或者通过同一相或所有相一起的上升沿FL_U或下降沿FL_D的时间间隔。

除了上升沿FL_U和下降沿FL_D之外，相信号U_U，U_V，U_W的过零点也可以用于改善确定转子32的旋转角方位α₁或识别转速n_Gen的分辨率。

根据电机30的电信号、特别是相信号U_U，U_V，U_W或所属的相电流I_U，I_V，I_W只能以不足的精度确定转子32及其轴17的实际旋转角方位α₁以及由此曲轴17'的旋转角位置α，因为在电流流动引起电机30负载的情况下，产生相信号U_U，U_V，U_W或I_U，I_V，I_W的相位与转子32的实际旋转角方位α₁之间的角度偏移形式的系统误差。这在以下附图中进行了更详细的解释。

在图5a中示出了电机的单相简化等效电路图的示意图，并且在图5b中在矢量图中相应示出了各个电压或电流和其相对相位偏移彼此之间的关系。从该单相等效电路图中确定的知识原则上也可以转用于多相电机，所述多相电机例如在前面的描述中示出。有负载的电机的电压方程可以从图5a中的电机单相等效电路图和图5b中所示的所属矢量图中导出，该电压方程如下所示：

其中U对应于电机30的输出电压，U_P对应于无负载的电机的空转电压，并且I*jX对应于由于电流流过所述电机并且由于所述电机的电抗X在所述发电机中降落的电压降U_X。

在此，电机30的空转电压U_P对应于理想的感应电压，其与转子32关于相位的旋转角方位α₁一致。在此，与所述转子角相对应的角度偏移相应等于零。因此，空转电压U_P的相位关系精确地反映了转子32的几何运动，并因此说明了在电机30的未负载状态下所述转子的精确角方位。

由于电机30的负载和由此产生的电流流动I，负载的发电机30的输出电压U相对于其感应空转电压U_P的相位随后急速变化，其中通过角度偏移，即所谓的转子角得到U和U_P之间的角度偏移。该转子角原则上取决于线圈电流I，并且在不知道线圈电流I的情况下不能容易地计算出。

此外，通过所连接的负载得到输出电压U和电流I之间的角度，并且该角度对于纯欧姆耗电器而言0°。所述电机的理想感应电压（空转电压）U_P作为电机常数、励磁和角速度的乘积得到。在永久励磁电机的情况下，通过使用的永磁体得到恒定的励磁和因此与角速度成比例的理想感应电压。因此，由图5b中的矢量图针对角度偏移得到：

。

当使用例如在图6a中示出的线性工作的电压调节器40a并且操控用于电压调节器40a的调节元件42a时——所述调节元件例如以功率晶体管的形式构造并在线性区域（三极管区域）中工作，可以将电机30的输出电压U调节为几乎恒定的（相对于电池电压）。此外，即使在车载电网中可能会出现较小的电容，在发电机30的输出端处使用整流器34a，35a以及连接在下游的以电池B形式的电存储器S也近似地导致纯欧姆负载。由此输出电压U和电流I之间的角度偏移相应地接近0，其中来自上述公式的加数（sin（）*X*I）同样趋于0并因此消失。

空转电压U_P原则上与电机30的转速n_Gen成比例。因此，如果假设输出电压U的幅度基本恒定并且假设接近零以及因此第二加数消失，则上述公式简化为以下关系：

其中常量const.基本上由恒定的输出电压U和恒定的并且因此不依赖于转速n_Gen的空转电压U_P分量得到。

如果选择 的公式表示取决于边沿时间t_Gen而不取决于转速n_Gen，则得到和t_Gen的以下关系：

其中const.‘除了上面的常量因子之外还包含用于根据转速n_Gen（以每分钟转数（rpm）为单位）计算边沿时间t_Gen（以秒为单位）的常量因子。

在典型的内燃机从空转到大约15000 rpm的相关时间范围内，该关系可以近似地通过具有负斜率的直线方程描述，因此可以在应用中实现较高的计算效率。如在开始时已经示出的，所说明的值范围仅具有解释性特性，而不应当限制本发明。

在电池调节的这种构型或相应地调节电池电压，使得相应的调节元件42在线性区域内运行的情况下，即使不知道电流流动I，也可以足够准确地以第一近似估算角度偏移，这允许非常可靠地确定相电压U_U，U_V，U_W的相位与转子32的实际旋转角方位α₁之间的角度偏移。

因此，转子32的根据相电压U_U，U_V，U_W确定的旋转角方位α_phase可以相应地通过取决于相应转速n_Gen的角度偏移来予以校正。由此可以相应地确定内燃机的曲轴17的实际旋转角位置α或转子32的旋转角方位α₁。在转子32的轴和曲轴17之间存在固定耦合的情况下，所述旋转角位置和所述旋转角方位彼此具有固定关系。因此，不限制一般性地适用α=α₁，但是一旦电流流过，α₁就在相信号U_U，U_V，U_W，I_U，I_V，I_W中不再可见。

通过根据相信号U_U，U_V，U_W，I_U，I_V，I_W中的至少一个相应地确定未校正的旋转角位置α_phase以及前面描述地确定转子角，可以通过下式以特别好的近似确定实际的角位置α₁：

。

但是，只有在确定相应相信号U_U，U_V，U_W，I_U，I_V，I_W的时间范围内不通过充电调节器40开关式地干预来调节电存储器S的电压，才能无问题地使用先前为高精度确定转子角或转子32的旋转角位置α₁或转速n所作的假设。因此，该假设最多可以分段地应用于充电调节器40的相应开关状态。此外，必须为相应的开关状态存储单独的用于确定所述转子角的机器参数集，或者在所述电机正在运行期间确定这些机器参数集（参见图10a-10d和图12）。此外，在确定转子角时，还应该考虑开关状态之间的动态起振过程形式的瞬时过渡状态（参见图11）。这将在下面进一步讨论。因此，通过所述方法的其他构型可以可靠地保证连续确定转子角，如在图7至图12中更详细地描述的那样。

在图6a中再次以放大形式示意性地示出了图2b中的电机30。电机30具有带有励磁绕组的转子32和带有定子绕组的定子33，其中转子32具有轴17。因此，这是一种他激的机器，其特别是在机动车辆的情况下是常见的。然而，特别是对于限制摩托车，尤其是对于小型和轻型限制摩托车，大多使用具有永磁体的发动机，即永磁激励的电机。原则上，在本发明的范围内可以使用两种类型的电机，其中特别地，根据本发明的充电调节器LR不依赖于相应类型的电机——永磁激励的电机或他激的电机——的使用。

示例性地，电机30被构造为三相发电机，其中感应出三个彼此相移120°的相电压信号。这种三相发电机通常用作现代机动车辆中的发电机，并且适合于连接在所述发电机下游的根据本发明的充电调节器的使用。在本发明的范围内，原则上可以使用所有电机而不依赖于其相数。

用U，V，W表示三相发电机30的三个相。经由被构造为第一路径34a的正二极管D_H和第二路径35a的负二极管D_L的整流元件36对在各相上下降的电压U_U，U_V，U_W进行整流。因此，在极B+和B-之间存在发电机电压U_G，在该发电机电压的情况下负极接地。由这种三相发电机30例如为车载电网110内的电池B或其他耗电器供电。

此外，充电调节器LR设有控制单元40a，该控制单元40a由发电机电压U_G馈电并且在对电池B进行电压调节的情况下操控开关42a，使得整流器36的路径34a，35a短路。为了防止电池B的并行短路，设置有其他二极管D，所述其他二极管布置在整流器36的后面以防止电池B的并行短路。在开关42a的断开状态下，整流器36正常运行，并因此向电池B或电存储器S施加电能。

在图6b中示出充电调节器LR的另一实施例。与第一实施例（参见图6a）相同或相似的元件用相同的附图标记示出或用相同的附图标记并附加有其他字母b示出。关于该实施方式以及关于其他仍在后面的实施方式，对已经已知元件的基本描述原则上参考这些实施方式的相应描述，并且关于相应的描述仅示出相对于其他实施例的变化。

在该实施例中，简化地基于具有相U和V的示意性示出的两相电机30，其中在相上分别存在相电压U_U和U_V。严格来说，图4a示出了单相电机，具有两端均引出的线圈端部。该单相电机由两个线圈组成，两个线圈的一端引出并且另一端被连接，并且因此从结构上是一种单相电机。该实施例的特殊之处在于，控制单元40b布置在发动机控制设备122中，该控制单元40b作用在开关42b上以用于充电调节并且用于使整流器36的第一分支34b或第二分支35b短路。在该发动机控制设备122中还布置有转速探测设备45。所述转速探测设备具有到信号发生器47的通信连接46，该信号发生器47与相中的至少一个相（V）连接，以便确定相电压U_U，U_V的对于确定电机30的转速n所需的边沿FL_U或FL_V。在开始时已经描述了转速n的原理性确定（特别是参考图4b）。

在图6c中示出了充电调节器LR的另一实施方式。这里开关42c也再次由控制单元40c操控，其中当开关42c处于闭合位置时该开关导通并且整流器36的分支35c或34c（没有示出为此所需要的设备）相应地短路。在这种情况下，这对应于相U，V，W逐相地发生，因为这里每个相与二极管D1至D3关联。取决于相位，相应的相被短路并且防止了电池B的过度充电。在此，整流器36的第一分支34c的二极管D_H防止在相应的相U，V，W短路的情况下电池B也被短路。

同样可以在上路径34c中使用晶体管并为此在下路径35c中使用二极管。在这种情况下，通过经由上路径34c的短路来调节电流流动I，而下路径35c避免了电池B的短路（未示出相应的设备）。

在图6d中描述了充电调节器LR的另一实施例。在此，整流器36的第二路径35d对于每相U，V，W分别具有晶体管形式的开关42d，该开关42d以MOSFET晶体管的形式示出，作为具有相应的反向二极管的晶体管。该晶体管分别既在所述整流器的下路径35d中具有整流功能，又具有与相应晶体管关联的相应相的短路功能。由此可以通过由控制单元40d相应地操控相应的晶体管42d来使整流器36短路，并且因此可以禁止到电池B中的电流流动I。在此，再次通过第一路径34d中的二极管D_H防止电池B的短路。

在图6e中描述了充电调节器LR的另一实施方式。在此，第一路径34e装配有晶体管T_H并且第二路径35e装配有晶体管T_L，这些晶体管与相应的相U，V，W关联。相应的晶体管T_H，T_L可以分别由控制单元40e相应地作用，使得既可以进行相电压U_U，U_V，U_W的整流又可以进行相应路径34e，35e的短路，以便对电池B进行充电调节。

在当前情况下，控制单元40e与发动机控制设备122分开布置，其中二者借助于数据连接125e彼此连接，以用于交换数据或用于通过发动机控制设备122控制控制单元40e或通过控制单元40e控制发动机控制设备122。在充电调节的情况下，分别在路径35e，34e中控制相应的晶体管T_H，T_L，使得它们导通。为了保护电池B，分别另一路径的对应的晶体管T_H，T_L应当分别切换到截止方向，使得防止电池B短路。

在图6f中示出充电调节器LR的另一实施例。在此，该实施例与图4d中所示的实施例的不同之处仅在于，发动机控制设备122和控制单元40f在结构上都容纳在共同壳体中，这提供了协同优势，以便相应地操控内燃机112或电机30。

原则上易于理解的是，计算单元40或发动机控制设备122可以在结构上分开或一起容纳在共同的壳体中。

在图7a和7b中示出了根据第一实施例（图7a）和根据替代的第二实施例（图7b）的电存储器S的运行电压Us的调节。在图中，在左纵轴上绘制相电压U_U，V，W之一，在右纵轴上绘制电存储器S的运行电压U_S，并且在横轴上以任意单位绘制时间。此外，用虚线示出所述电存储器的运行电压U_S的上阈值U_Soll1和下阈值U_Soll2，在达到或低于和/或超过这些阈值时启动通过电压调节器LR或40的相应电压调节（参见图6a至图6f）。

在图表中，相电压U_U，V，W作为实线示出，电存储器S的运行电压U_S作为点划线示出。对来自图7中的图表的所述描述类似于对来自图8a，8b和图9的图表的描述，因此在此通常也参考这些图示。原则上易于理解的是，仅示例性地将这里示出的相电压U_U选择为单相电机的电压或多相机器的一个示例性相的电压，其中根据本发明的方法的图示也可以在多相电机的其他相上进行，对相应相的分析也可以相互组合。

在图7a中可以看出，在具有上升沿Fl_U和下降沿Fl_D的相电压的半波第一次出现之后，电存储器S的运行电压U_S超过上阈值U_Soll1。此外，在第一半波之后可以识别出其他边沿Fl_U的开始，所述其他边沿通过相电压U_U的特征值W_Uu来识别。由于基于特征值W_Uu可靠地识别出所述相电压的上升沿Fl_U，因此可以在达到值W_Uu之后借助于电存储器S的充电调节器40进行调节干预，由此特别是限制了相电压U_U并且由此禁止至少从这个相U_U来对电存储器S充电。直到达到与下降沿Fl_D相关联的下一个特征值W_UD为止，再次触发调节器40的调节干预，因为电存储器S的运行电压U_S再次行进到低于上阈值U_Soll1。其他阈值U_Soll2说明了电存储器S的运行电压U_S的下公差范围，在该下公差范围中重新进行调节器干预并且再次对电存储器S充电。

如在图7a中可以看出的，相电压U_U的第二半波的上升沿出现W_Uu和下降沿出现W_UD之间的时间间隔足以调节电存储器S的运行电压U_S。而在图7b中示出了与图7a中所示的场景相似的场景，但是其中在相电压U_U的第二和第三半波上保持了所述调节器干预，以便相应地适配所述电存储器的运行电压U_S，使得该运行电压再次下降到低于额定值U_Soll1。此外，在图7至图9中以虚线示出了相电压U_U的预期的半波，该半波通过充电调节器40的相应调节干预予以抑制。

在图8a和8b中示出了电存储器S的运行电压U_S的电压调节的另一种场景。在图8a和8b中示出了电压调节器40或其操控的动态行为，其中用于调节电存储器S的运行电压U_S的调节干预从借助于值W_Uu探测到边沿开始，也就是说由相应的边沿触发，其中一旦电池电压在U_Soll1和 U_Soll2之间的期望范围内（参见图8a）就重新触发通过调节器40的调节干预，或者如图8b中所示，当电存储器S的运行电压U_S已经再次下降到低于额定值U_Soll2时重新激活通过充电调节器40的充电调节。这里，借助于充电调节器40的所述充电调节也通过识别与相应边沿关联的值W_Uu边沿触发地进行，其中在此始终保证可靠地确定电机30的转子32的旋转角位置或该转子的转速N。在图8a中，还考虑了到下一个边沿Fl_D的最小时间间隔T_min。在此保证了，在识别出相电压U_U的与下一个下降沿Fl_D关联的值W_UD时，该相电压已经采取了固定值。因此，通过相应地选择时间间隔T_min可以确保不是在瞬态下而是在实际稳定的固定状态下确定电压边沿，由此保证对转子32的旋转角位置或其转速n的精确确定。为了确保存在稳定状态，在低于时间最小间隔T_min的情况下，如图8b中所示在探测到随后的下一个边沿之后或在低于相应的运行电压额定值U_Soll2之后才再次触发调节器40的调节干预。

在充电调节器40的操控方法的另一替代实施方式中，如图9中所示，通过对充电调节器40的时钟式操控来禁止或激活流入电存储器S的电流流动I。该时钟式运行优选地在半波之内进行，使得可以通过边沿的特征值W_Uu和W_UD来确定上升沿Fl_U和下降沿Fl_D，以能够精确确定转子32的旋转角位置或其转速n。由于PWM时间周期也远小于所述电机的时间常数，因此与确定相应值有关的开关时刻不再很重要，这就是为什么不再强制必须注意用于开关过程的相信号的原因。如图所示，这里存在的电存储器S的运行电压U_S几乎是恒定的。原则上，取决于对所述调节器的向电存储器S施加电流的激活时间t_On或不向电存储器S施加电流的停用时间t_Off的选择，可以调节电池的电流施加。在此，相关的调节变量是所谓的占空比，该占空比作为由充电调节器40进行调节的接通时间和断开时间之比如下给出：

占空比=

可以借助于典型的脉宽调制（PWM）进行的对调节器40的相应时钟式作用的典型频率在10kHz与100kHz之间的范围内，优选为20kHz。然而，原则上，该频率应当选择得足够大，使得即使对于高转速n，两个电压边沿之间仍能够有足够多的开关过程可用。然而，优选地将所述频率选择为，使得其不会对用户可感知的噪声干扰影响做出重大贡献。

假设电机30的电变量的惯性大于所述脉宽调制的频率，则该系统特别是在确定转子角θ方面产生与在线性控制器的情况下（如图6a中所示）示出的类似的行为。因此，转子角的估计或由此转子32的角位置α的估计可以借助于唯一特征曲线或借助于特征曲线族如在线性调节器的情况下那样进行，其中所述转子角通过输入变量“占空比”和转速来表示。因此如已经提到的，可以一方面通过相应地选择所述脉宽调制的操控频率和通过占空比给定的脉宽以及另一方面通过用特征值W_Uu和W_UD可靠地探测边沿来保证电存储器S的运行电压U_S的最佳电压调节的优点，所述边沿对于确定极轮电压的次级变量或转子32的旋转角方位及其转速所必需的。

原则上易于理解的是，电存储器S的运行电压U_S的额定值U_Soll1或 U_Soll2可以取决于所述电机的不同工作点或发动机转速。此外，运行电压U_S的额定值U_{Soll1，Soll2}也可以取决于内燃机的工作点，如相应的负载或燃料和燃烧空气的混合物（混合气）。

此外，通过高度准确地确定转子32的旋转角方位θ，也可以引起优选地通过短路或通过释放所述发电机的负载进行（参见图6a至6f）的相应调节，以便例如在其中要求高分辨率的转速n或需要确定转子32的旋转角方位θ的区域中不进行调节干预。即使在其中进行所述内燃机的点火或向所述内燃机中喷射的喷射过程的区域中——所述点火和喷射过程又灵敏地取决于所述电存储器的运行电压U_S，也可以禁止由电机30对电存储器S的调节，以便由此不会通过更改运行电压U_S来干扰相应的喷射或点火。此外，为了保证尽可能好地确定电机30的高分辨率转速n或其旋转角方位θ，可以在关于转子零位置的恒定角度范围内进行调节器干预，由此总是能够高度准确地确定旋转角位置θ或转速N。

在所述方法的另一替代实施方式中，也可以在电压调节器LR的相应开关式干预的情况下确定转子角（图10-图13）。在此一般化地使用公式

来确定转子角。

在图10a和10b中示出了针对发电机的14伏的第一输出电压U_G（参见图10a）以及针对发电机的2伏的其他输出电压U_G（参见图10b），关于电机转速的转子角的相应特征曲线。针对发电机的其他输出电压U_G，但也针对电机30的其他机器参数的相应特征曲线也可以存储在相应的特征曲线族O_Kenn1，O_Kenn2中。取决于开关式充电调节器LR的开关状态S1，S2，可以相应地选择所选择的特征曲线族O_Kenn1，O_Kenn2以及用所述特征曲线族存储的特征曲线，并从中确定电机30的转子角。

假设所述发电机的输出电压大致恒定，例如保持在大约14伏的电池电压，则由此以很好的近似得到转子角与电机30的转速n的纯依赖性，由此根据以上针对转子角说明的公式得到相应的特征曲线，所述特征曲线在图10a中示出。因此，在图10a中示出的场景基本上反映第一开关状态S1，其中向电存储器S，在这种情况下是电池B，施加电能。

特别是对于短路开关式电压调节器LR，如特别是在图6a至图6f中所示的，如果连接到电机30上的电池B在容量或电池电压方面达到相应的阈值，则电压调节器LR将发电机30的输出端切换到类似短路的状态中。由此避免了对电池的过度充电。原则上，在短路的情况下，发电机30的输出电压U_G取决于电压调节器的所使用的拓扑。在短路的情况下，该输出电压U_G大约为0.1到3伏，具体取决于拓扑，并且对于分别使用的拓扑也可以近似地假设为恒定。由此对于所述发电机的大约2伏的输出电压U_G，大致得到图10b中所示的转子角关于电机30的转速n的特征曲线的变化形式。如开头已经提到的，用于所述发电机的其他输出电压U_G或者也取决于电机30的其他机器变量的相应特征曲线也可以存储在相应的特征曲线族中。

基于这些特征曲线，只要所述电机已达到足够明显的平衡状态，就可以相应地直接根据系统变量（例如电机30的内阻、线圈电感以及理想空转电压和输出电压的变化过程）来推导出相应开关状态S1，S2中的转子角。在图10c和10d中示出了转子角确定的相应的替代图示形式，其中这里对应于图10a和10b示出了转子角关于电机30的相信号的至少两个边沿的边沿时间的变化过程。这种图示的优点在于：对于所述发电机的相应输出电压U_G＝14伏（参见图10c）和U_G＝2伏（参见图10d），保证了转子角的特征曲线变化过程的很大程度的线性化。

但是，在开关状态S1和S2之间可能由于在开关状态S1和S2之间切换而出现非平衡效应，即所谓的瞬时状态，所述非平衡效应导致电机30的系统变量的动态行为，由此转子角的时间变化过程也可能具有强烈的振荡（参见图11）。这些非平衡状态典型地在对于相应电机30有特点的时间窗中形成。在该时间窗T之后，对于阻尼振荡系统来说典型的动态效应一般被衰减到使得所述动态效应过渡到良好地近似为静止的状态，由此如前面已经描述的，基于电机30的系统变量可以确定转子角（参见图11），所述系统变量可以存储在相应的特征曲线族中。

然而，如在图11中在时间段T内所示，该动态行为对于电机30以及电机30所处的相应运行状态来说是典型的，因此相应地在确定转子角时也可以考虑这些动态起振过程D。为此，转子角的确定基本上分为三个部分，即在图的左侧部分中的其他开关状态S2期间的第二确定规则K2，其中充电调节器LR禁止电能转移到存储器S中。如在图11中所示，该状态基本上是静止的。在这种状态下存在转子角。现在，在时刻t=0从其他开关状态S2切换到充电状态S1，并随之而来的是由转子角动态性来表现的第二部分T。只要所述充电状态重新采取了静止状态（参见图11右侧），就可以根据上述确定规则K1基于相应的特征曲线或特征曲线族O_Kenn1确定转子角。在该状态S1下存在转子角。

在当前情况下，在动态时间范围T中示例性地说明五个幅度值，这些幅度值与相应的时刻t_i关联，其中i=1到5。在当前情况下，这些值说明了动态转子角变化过程的最大幅度。取决于这些幅度的类型和程度，在给定时刻t_i、特别是在时间范围T中确定转子角时可以考虑该幅度变化。因此，如果幅度的幅度变化低于阈值或相应的阈值带，则可以假设该幅度变化为近似恒定，并且相应地在确定转子角时将所述幅度变化仅用作常量。但是，如果转子角的幅度动态性超过该阈值，则将持续时间T内的动态行为用于确定转子角。这些在当前情况下可以相应地作为应用变量存储，并且可以相应地用于在相应的开关过程之后确定转子角。相应应用变量的确定特别是可以借助于参考测量或合适的仿真模型来进行。易于理解的是，取决于转速梯度对所述校正项的适用性的影响，可以在驱动电机30的内燃机的工作循环中的合适位置上进行所述开关过程。在此特别是考虑以下工作循环，在所述工作循环中期望具有尽可能平坦的梯度、即小梯度的转速变化过程n。

该应用的一种可能的变体可以是根据相应的运行参数（例如所述电机的转速或所述电机的输出电压）来说明起振持续时间T，并分析在起振过程期间的最小值和最大值的时刻t_i和幅度。为了确定在时间范围T内的起振过程期间相应的转子角，可以在变化过程曲线的应用值之间进行插值。在此提供了使用线性插值、二次插值或指数插值的插值方法。取决于动态性的类型和程度以及相应的插值方法的类型和程度，可以根据需要适配相应的校正或根据数值成本几乎任意地提高精度。然后可以基于所述插值方法计算相应的校正项，这些校正项将被用于校正转子角。

在另一替代方案中，也可以在正在运行时学习可以用于校正边沿时刻或用于校正转子角的相应校正项。这基于图12阐明。示出了可以在电机30上检测到的典型相信号U_U的变化过程。在时刻t₁处，所述电压调节器的状态从开关状态S1改变为开关状态S2，在开关状态S1中释放电流流动到电存储器S中，在开关状态S2中通过使电机30的相U，V，W短路禁止电流流动到电存储器S中。由此将所述转子角从第一固定高度提高到其他固定高度。此外，该其他转子角在该开关过程后的第一时间内叠加了动态过程并且具有与属于开关状态的计算规则或特征曲线族的值不同的值。可以通过所述转速信号的外推来确定这些不同的动态转子角值。

为此，在第一步骤中假设，所述转子角在所述开关过程之后直接采取其其他固定值。根据信号边沿之间的几何距离以及固定转子角和之间的角度差，计算出所述信号边沿之间的角度，该角度是在纯固定的转子角行为情况下产生的。在转子角是固定的假设下，根据所述开关过程之前的信号边沿之间的时间间隔或所属的转速变化过程n，可以通过外推在所述开关过程之后的第一信号边沿FL'_UU的出现时刻来估计时间间隔Δt_korr1。在探测到所述开关过程之后的实际第一信号边沿FL_UU之后，根据测量到的时间间隔和估计的时间间隔Δt_korr1之间的差确定与该时间差相关的角度，并将该角度用作确定所述开关过程之后的第一动态转子角ϑ_korr1的校正项。同样，可以为第二信号边沿FL_Ud确定Δt_korr2和所属的第二动态转子角ϑ_korr2。如果所述开关过程之后的其他边沿应该受到所述转子角的动态起振过程的影响，则也可以通过相同的方式为所述其他边沿确定相应的校正项。

为了获得良好的外推质量，可以一方面使用不同外推方法，例如线性插值、二次插值、指数插值或样条插值。取决于当前的转速变化过程，在此可以以合适的方式选择外推方法。另一方面提供了，在所述转速变化过程具有特别小的或已知的动态性的时刻执行所述开关过程并因此执行确定方法，使得可以简单地在所述外推时考虑转速影响并且不影响确定所述校正项的结果。

代替确定通过与固定的转子角相加而提供了相应的动态转子角ϑ_korr1，ϑ_korr2的校正项，也可以确定得到所查找的转子角所乘以的校正因子。

代替在转子角固定的假设下通过外推转速信号的先前变化过程来估计信号边沿Fl'_UU，Fl'_Ud的出现时刻，也可以使用来自先前转的类似工作点的信号变化过程，该信号变化过程不受开关过程的影响，并且将未受影响的或受影响的信号边沿的出现时刻相比较，并且由此确定用于计算动态转子角ϑ_korr1，ϑ_korr2的校正项或校正因子。

所确定的校正项或校正因子以及从中得到的在开关过程之后的动态转子角ϑ_korr1，ϑ_korr2特别是可以用于确定电机30的转子32的旋转角方位α。在此有利的是，在确定转子角ϑ时也可以考虑随着时间推移变化的机器参数。这特别是在电机30的情况下是重要的，所述电机的特性在正在运行时随时间推移而变化。因此，在确定转子角ϑ时总是可以考虑电机30在正在运行时的相应退化效应。

在图13中示意性地说明了基于用于确定转子角ϑ的前述方法的流程图。在步骤SU1中，借助于充电调节器LR接通电机30，其中在此采取第一开关状态S1或其他开关状态S2。在步骤SU2中，借助于针对第一开关状态S1的相应确定规则K1和针对其他开关状态S2的相应确定规则K2确定在电机30的静止状态中的转子角ϑ。在另一替代步骤SU3中，在确定转子角ϑ时考虑在时间范围T中的动态起振过程D，该时间范围T对于相应的电机30来说是典型的。此外，在另一替代步骤SU4中，在校正转子角ϑ时也可以考虑基于电机的在电机30正在运行时变化的运行参数的相应校正。