具体实施方式

现在将详细参考本发明的示范性实施例，并在附图中说明所述示范性实施例的实例。在附图及实施方式中所使用相同或类似标号的元件/构件是用来代表相同或类似部分。

依据本发明的一具体实施例为一种模拟电流产生电路。于此实施例中，模拟电流产生电路可应用于切换式电源转换电路(例如降压(Buck)式电源转换电路或升压(Boost)式电源转换电路)中，用以通过全模拟的方式提供模拟感测电流，但不以此为限。

请参照图1，图1为电源转换电路1的示意图。如图1所示，电源转换电路1包括控制电路(Controller)10、整合式驱动器(DrMOS)12、电感L及电容C。整合式驱动器12耦接控制电路10。电感L的一端耦接整合式驱动器12。控制电路10耦接电感L的另一端。电容C的一端耦接电感L的上述另一端且电容C的另一端耦接至接地端GND。

控制电路10包括误差放大器100、比较电路102、脉宽调变电路104、电流感测电路106、第一接脚FB、第二接脚PWM1、第三接脚CSP及第四接脚CSN。

误差放大器100的输入端+耦接第一接脚FB且其输入端-接收参考电压VREF，用以根据参考电压VREF与第一接脚FB的反馈电压VFB产生误差放大信号COMP。

比较电路102的输入端+耦接误差放大器100的输出端且其输入端-接收斜坡信号RAMP，用以比较误差放大信号COMP与斜坡信号RAMP以产生比较结果。

脉宽调变电路104分别耦接比较电路102的输出端、电流感测电路106及第二接脚PWM1，用以根据误差放大信号COMP与斜坡信号RAMP的比较结果产生脉宽调变信号并通过第二接脚PWM1输出。电流感测电路106分别耦接脉宽调变电路104、第三接脚CSP及第四接脚CSN，用以提供感测电流并通过第三接脚CSP及第四接脚CSN输出。

整合式驱动器12包括驱动电路120、模拟电流产生电路122、第一开关M1、第二开关M2、第五接脚PWM2、第六接脚IOUT及第七接脚SW。第五接脚PWM2耦接控制电路10的第二接脚PWM1。驱动电路120分别耦接第五接脚PWM2、第一开关M1的控制端及第二开关M2的控制端。第六接脚IOUT耦接控制电路10的第三接脚CSP。电阻R与电容C的一端均耦接至第三接脚CSP与第六接脚IOUT之间且电阻R与电容C的另一端均耦接参考电压VREF。第一开关M1耦接于输入电压VIN与第二开关M2之间且第一开关M1的控制端耦接至驱动电路120。第二开关M2耦接于第一开关M1与模拟电流产生电路122之间且第二开关M2的控制端耦接至驱动电路120。模拟电流产生电路122分别耦接第六接脚IOUT及第二开关M2的两端。

电感L的一端通过第七接脚SW耦接至第一开关M1与第二开关M2之间且电感L的另一端耦接输出电压VOUT。流经电感L的电感电流IL来自第一开关M1与第二开关M2之间。电容C耦接于输出电压VOUT与接地端GND之间。于此实施例中，电源转换电路1的输出级OS包括第一开关M1、第二开关M2、电感L及电容C，但不以此为限。

请参照图2，图2为电源转换电路1中的模拟电流产生电路122的示意图。

如图2所示，模拟电流产生电路122包括第一电流电路CG1、第二电流电路CG2、采样维持电路SH、合成电路ADD及校正电路1220，并有一个选用的设定电阻接脚PIN。

设定电阻接脚PIN耦接外部的设定电阻RSET的一端且设定电阻RSET的另一端耦接至接地端GND。第一电流电路CG1分别耦接设定电阻接脚PIN、合成电路ADD及校正电路1220。第二电流电路CG2分别耦接采样维持电路SH、校正电路1220及外部的第二开关M2两端(未绘示于图2)。采样维持电路SH耦接于第二电流电路CG2与合成电路ADD之间。合成电路ADD分别耦接第一电流电路CG1、采样维持电路SH及校正电路1220。校正电路1220分别耦接第二电流电路CG2、合成电路ADD及第一电流电路CG1。

需说明的是，第一电流电路CG1通过设定电阻接脚PIN耦接设定电阻RSET，且设定电阻RSET的电阻值与电感L的电感值有关，以使第一电流电路CG1产生的第一电流初始波形较接近真实电流波形，但不以此为限。

第一电流电路CG1产生斜坡信号作为交流成分电流IRP提供给合成电路ADD。第二电流电路CG2耦接电源转换电路1的输出级OS，以分别提供感测电流ISEN给采样维持电路SH及校正电路1220。于实际应用中，感测电流ISEN与流经输出级OS中的电感L的电感电流IL有关，但不以此为限。

当采样维持电路SH接收到感测电流ISEN时，采样维持电路SH会对感测电流ISEN进行采样维持处理后产生直流成分电流IDC至合成电路ADD。于实际应用中，直流成分电流IDC为一固定电流值且是感测电流ISEN/电感电流IL的最小值(谷值)，但不以此为限。

当合成电路ADD分别接收到来自第一电流电路CG1的交流成分电流IRP与来自采样维持电路SH的直流成分电流IDC时，合成电路ADD会将交流成分电流IRP与直流成分电流IDC合成为模拟感测电流IOUT并输出至校正电路1220。

当校正电路1220分别接收到来自第二电流电路CG2的感测电流ISEN与来自合成电路ADD的模拟感测电流IOUT时，校正电路1220会根据感测电流ISEN与模拟感测电流IOUT产生校正信号CS至第一电流电路CG1，由以动态调整第一电流电路CG1产生的斜坡信号(亦即提供给合成电路ADD的交流成分电流IRP)的斜率，使得模拟感测电流IOUT为电感电流IL的m倍，m为感测电流缩放比例。

于一实施例中，如图2所示，校正电路1220包括减法电路SUB、积分电路INT、比较电路COM及调整电路ADJ。减法电路SUB分别耦接第二电流电路CG2、合成电路ADD及积分电路INT。积分电路INT耦接于减法电路SUB与比较电路COM的输入端+之间。比较电路COM的输入端-接收参考电压VREF。比较电路COM的输出端耦接至调整电路ADJ。调整电路ADJ耦接至第一电流电路CG1。

当减法电路SUB分别接收到来自第二电流电路CG2的感测电流ISEN与来自合成电路ADD的模拟感测电流IOUT时，减法电路SUB将模拟感测电流IOUT与感测电流ISEN相减，以产生差值信号IDIF至积分电路INT。

当积分电路INT接收到差值信号IDIF时，积分电路INT会对差值信号IDIF从第一时间至第二时间进行积分处理，以产生差值电压VDIF至比较电路COM的输入端+。

当比较电路COM的输入端+与输入端-分别接收到差值电压VDIF与参考电压VREF时，比较电路COM会比较差值电压VDIF与参考电压VREF并输出其比较结果VCOM至调整电路ADJ，调整电路ADJ根据比较结果VCOM产生校正信号CS至第一电流电路CG1，由以动态调整第一电流电路CG1产生的斜坡信号(亦即提供给合成电路ADD的交流成分电流IRP)的斜率，使得模拟感测电流IOUT为电感电流IL的m倍，m为感测电流缩放比例。

于一实施例中，调整电路ADJ包括计数器COU及数位转类比电路DAC。计数器COU耦接比较电路COM的输出端及数位转类比电路DAC。数位转类比电路DAC耦接计数器COU及第一电流电路CG1。

当计数器COU接收到比较电路COM提供的差值电压VDIF与参考电压VREF的比较结果VCOM时，若比较结果VCOM表示差值电压VDIF大于参考电压VREF，代表模拟感测电流IOUT过大，此时计数器COU提供的计数值CTV会减1；若比较结果VCOM表示差值电压VDIF小于或等于参考电压VREF，代表模拟感测电流IOUT过小，此时计数器COU提供的计数值CTV会加1。实际上，参考电压VREF可以是零，但不以此为限。

接着，数位转类比电路DAC根据计数器COU的计数值CTV送出校正信号CS至第一电流电路CG1，以通过调整第一电流电路CG1中的可变电流源的方式来动态调整第一电流电路CG1产生的斜坡信号(亦即提供给合成电路ADD的交流成分电流IRP)的斜率。

于实际应用中，本发明的模拟电流产生电路可应用于各种切换式直流-直流电源转换器，例如降压(Buck)式电源转换电路或升压(Boost)式电源转换电路，但不以此为限。此外，本发明的模拟电流产生电路选择输出级中的导通时间相对较长的开关进行电流感测，但不以此为限。

若以降压(Buck)式电源转换器为例，请参照图3A，其输出级OS包括第一开关M1、第二开关M2、电感L及电容C。第一开关M1与第二开关M2串接于输入电压VIN与接地端GND之间，且第一开关M1与第二开关M2的控制端分别受控于彼此反相的开关控制信号SW及SWB。电感L的一端耦接至第一开关M1与第二开关M2之间且电感L的另一端耦接输出电压VOUT。电容C耦接于输出电压VOUT与接地端GND之间。

模拟电流产生电路3包括第二电流电路30、采样维持电路32、校正电路34、合成电路ADD及第一电流电路36。采样维持电路32耦接于第二电流电路30与合成电路ADD之间。合成电路ADD分别耦接采样维持电路32、第一电流电路36及校正电路34。校正电路34分别耦接第二电流电路30、合成电路ADD及第一电流电路36。第一电流电路36分别耦接合成电路ADD及校正电路34。

需说明的是，对降压(Buck)式电源转换器而言，在高转压比(High transformerratio)的应用中，其输出级OS中的低端(Low-side)开关(亦即第二开关M2)的导通时间相对较长，因此，第二电流电路30会选择导通时间较长的第二开关并耦接至第二开关M2的两端进行电流感测，以提供与流经电感L的电感电流IL有关的感测电流ISEN至采样维持电路32及校正电路34。

第一电流电路36分别接收输入电压VIN、输出电压VOUT及第一开关M1的开关控制信号SW并据以产生斜坡信号作为交流成分电流IRP提供给合成电路ADD。

当采样维持电路32接收到与电感电流IL有关的感测电流ISEN时，采样维持电路32会对感测电流ISEN进行采样维持处理后产生直流成分电流IDC至合成电路ADD。

举例而言，如图4A及图4B所示，在时间t1下，控制第一开关M1的开关控制信号SW由高位准变为低位准，亦即第一开关M1不导通而第二开关M2导通。因此，耦接至第二开关M2的两端的第二电流电路30开始提供感测电流ISEN，且感测电流ISEN如同电感电流IL一样会从较高的电流值往下降直至时间t2。

在时间t2下，开关控制信号SW又由低位准变为高位准，亦即第一开关M1导通而第二开关M2不导通。因此，耦接至第二开关M2的两端的第二电流电路30停止提供感测电流ISEN，且感测电流ISEN于时间t2的电流值IDC1即为感测电流ISEN/电感电流IL的最小值(谷值)，并可根据电流值IDC1得到直流成分电流IDC。

当合成电路ADD分别接收到来自第一电流电路36的交流成分电流IRP与来自采样维持电路32的直流成分电流IDC时，合成电路ADD会将交流成分电流IRP与直流成分电流IDC合成为模拟感测电流IOUT并输出至校正电路34。举例而言，合成电路ADD可以是加法电路或电路节点，用以将交流成分电流IRP与直流成分电流IDC彼此相加而得到模拟感测电流IOUT。

当校正电路34分别接收到来自第二电流电路30的感测电流ISEN与来自合成电路ADD的模拟感测电流IOUT时，校正电路34会根据感测电流ISEN与模拟感测电流IOUT产生校正信号CS至第一电流电路36，由以动态调整第一电流电路36产生的斜坡信号(亦即提供给合成电路ADD的交流成分电流IRP)的斜率，使得模拟感测电流IOUT为电感电流IL的m倍，m为感测电流缩放比例。

若以升压(Boost)式电源转换电路为例，请参照图3B，其输出级OS包括第一开关M1、第二开关M2、电感L及电容C。第一开关M1与第二开关M2串接于输出电压VOUT与接地端GND之间，且第一开关M1与第二开关M2的控制端分别受控于彼此反相的开关控制信号SWB及SW。电感L的一端耦接至第一开关M1与第二开关M2之间且电感L的另一端耦接输入电压VIN。电容C耦接于输出电压VOUT与接地端GND之间。

模拟电流产生电路3包括第二电流电路30、采样维持电路32、校正电路34、合成电路ADD及第一电流电路36。采样维持电路32耦接于第二电流电路30与合成电路ADD之间。合成电路ADD分别耦接采样维持电路32、第一电流电路36及校正电路34。校正电路34分别耦接第二电流电路30、合成电路ADD及第一电流电路36。第一电流电路36分别耦接合成电路ADD及校正电路34。

对升压(Boost)式电源转换电路而言，在高转压比(High transformer ratio)的应用中，其输出级OS中的高端(High-side)开关(亦即第一开关M1)的导通时间相对较长，因此，第二电流电路30会选择导通时间较长的第一开关M1并耦接至第一开关M1的两端进行电流感测，以提供与流经电感L的电感电流IL有关的感测电流ISEN至采样维持电路32及校正电路34。

升压式电源转换电路的模拟感测电流IOUT产生方式与降压式电源转换电路的方式相似，故在此不多做赘述。

接着，请参照图5A及图5B，若模拟电流产生电路仅使用一个采样维持电路52，则在采样维持电路52的采样期间(例如图5B的时间t2至t3，采样信号VSH为HIGH)内，其产生的直流成分电流IDC会与感测电流ISEN有相同波形而无法维持于固定的电流值IDC1，导致准确度不佳。

因此，于一较佳实施例中，如图6A及图6B所示，模拟电流产生电路可包括彼此串接的两个采样维持电路52及54，通过分别在时间t1到t2对电感电流IL进行第一次采样与维持以产生感测电流ISEN，在时间t2到t3对感测电流ISEN进行第二次采样及维持以产生采样后的感测电流ISEN’，使得其产生的直流成分电流IDC能一直维持于固定的电流值IDC1，由以有效提高其准确度。

于实际应用中，校正电路34可以将合成电路ADD提供的模拟感测电流IOUT与第二电流电路30提供的感测电流ISEN相减后得到差值并对差值进行运算后，根据运算结果微调第一电流电路36提供的斜坡信号(亦即提供给合成电路ADD的交流成分电流IRP)的斜率，由以校正合成电路ADD提供的模拟感测电流IOUT，使其能更趋近于实际的电感电流IL。

接下来，将以两个实施例进行详细说明。

首先，若以图7A所示的模拟感测电流IOUT校正流程示意图为例，减法电路SUB将模拟感测电流IOUT与感测电流ISEN相减得到差值，通过开关电路S1滤除噪声后，再通过积分电路INT进行累加而得到差值信号IDIF。接着，再根据差值信号IDIF的电流值产生校正信号CS来相对应调整第一电流电路36的参数，例如交流成分电流IRP的斜率，但不以此为限。

举例而言，若差值信号IDIF的电流值大于0(安培)，则校正信号CS将会被调降并重设差值信号IDIF。若差值信号IDIF的电流值等于0(安培)，则校正信号CS将会维持不变并重设差值信号IDIF。若差值信号IDIF的电流值小于0(安培)，则校正信号CS将会被调升并重设差值信号IDIF。

如图7B所示，减法电路SUB将于时间t2至时间t3之间的模拟感测电流IOUT的电流面积S1与感测电流ISEN的电流面积S2相减得到差值，再通过积分电路INT对差值进行累加以得到差值信号IDIF产生校正信号CS，使第一电流电路36产生的交流成分电流IRP的斜率相应被调整。

需说明的是，当校正信号CS愈大时，其产出的斜坡信号RAMP的振幅会愈大，在频率固定的情况下，会使得斜坡信号RAMP的斜率愈大，故可由此微调交流成分电流IRP的斜率。于每一次更新校正信号CS时，积分电路INT均会被重置以重新进行累加。本发明的电源转换电路的模拟电流产生电路会持续重复上述校正步骤，使得模拟感测电流IOUT波形能够趋近于实际的电感电流IL。

接着，若以图8A所示的模拟感测电流IOUT校正流程示意图为例，校正电路可包括第一减法电路SUB1、第一采样电路SH1、第二采样电路SH2、第二减法电路SUB2及积分电路INT。第一减法电路SUB1接收模拟感测电流IOUT与感测电流ISEN并将模拟感测电流IOUT与感测电流ISEN相减得到差值信号IDIF1。第一采样电路SH1于第一时间(亦即图8B中的时间t2)对差值信号IDIF1进行采样以取得第一差值IDIFA。第二采样电路SH2于第二时间(亦即图8B中的时间t3)对差值信号IDIF1进行采样以取得第二差值IDIFB。第二减法电路SUB2接收第一差值IDIFA与第二差值IDIFB并将第一差值IDIFA与第二差值IDIFB相减得到差值信号IDIF2，再由积分电路INT累加后得到累加电流IACC。接着，再根据累加电流IACC的电流值产生校正信号CS，以相对应调整第一电流电路36的参数，例如交流成分电流IRP的斜率，但不以此为限。

举例而言，若累加电流IACC的电流值大于0(安培)，则校正信号CS将会被调降并重设累加电流IACC。若累加电流IACC的电流值等于0(安培)，则校正信号CS将会维持不变并重设累加电流IACC。若差值信号IDIF的电流值小于0(安培)，则校正信号CS被调升并重设累加电流IACC。

如图8B所示，第一减法电路SUB1将模拟感测电流IOUT的电流面积S1与感测电流ISEN的电流面积S2相减后，通过第一采样电路SH1及第二采样电路SH2分别于时间t2及t3对差值信号IDIF1进行采样以取得分别对应于时间t2及t3的第一差值IDIFA及第二差值IDIFB。接着，再通过积分电路INT累加第一差值IDIFA与第二差值IDIFB的差值以得到累加电流IACC，并据以相对应调整校正信号CS。

需说明的是，当校正信号CS愈大时，其第一电流电路36产生的斜坡信号RAMP的振幅会愈大，在频率固定的情况下，会使得斜坡信号RAMP的斜率愈大，故可由此微调交流成分电流IRP的波形。于每一次更新校正信号CS时，积分电路INT均会被重置以重新进行累加。本发明的电源转换电路的模拟电流产生电路会持续重复上述校正步骤，使得模拟感测电流IOUT的波形能够趋近于实际的电感电流IL。

依据本发明的另一具体实施例为一种模拟电流产生方法。于此实施例中，模拟电流产生方法可应用于切换式电源转换电路(例如降压(Buck)式电源转换电路或升压(Boost)式电源转换电路)中，用以通过全模拟的方式提供模拟感测电流，且模拟感测电流包括交流成分电流与直流成分电流，但不以此为限。

请参照图9，图9为此实施例中的模拟电流产生方法的流程图。如图9所示，模拟电流产生方法包括下列步骤：

步骤S10：提供斜坡信号，以作为交流成分电流；

步骤S12：对感测电流信号进行采样维持处理，以产生直流成分电流；

步骤S14：合成交流成分电流与直流成分电流，成为模拟感测电流；以及

步骤S16：根据模拟感测电流与感测电流动态调整斜坡信号。

于实际应用中，步骤S10可通过外部设定电阻设定输出电感的信息，以产生斜坡信号，但不以此为限；步骤S12所述的感测电流信号与流经输出电感的电感电流有关，但不以此为限；步骤S16是对斜坡信号的斜率进行调整，但不以此为限。

于一实施例中，步骤S16还包括对模拟感测电流与感测电流的差值积分，以调整斜坡信号，但不以此为限。

于另一实施例中，步骤S16还包括取得感测电流与模拟感测电流的差值、以及对差值于第一时间至第二时间积分，以调整斜坡信号，但不以此为限。

于又一实施例中，步骤S12还包括取得感测电流信号、以及根据脉宽调变信号于第二时间对感测电流信号的谷值进行至少一次采样维持，以得到直流成分电流，但不以此为限。

相较于现有技术，本发明的电源转换电路的模拟电流产生电路及模拟电流产生方法根据外部输出电感值设定交流成分电流(亦即模拟感测电流的波形)，并根据感测电流的最小值决定直流成分电流(亦即模拟感测电流的谷值)，再将两者合成为模拟感测电流。由于本发明的模拟电流产生电路及模拟电流产生方法通过全模拟的方式预测实际电感电流的变化，故能有效克服现有技术无法取得即时感测电流波形以及电路成本高、控制难度高等问题，还可通过校正电路即时校正交流成分电流(亦即模拟感测电流的波形)，以提升感测电流的准确度。