阅读说明：本技术 反激式转换器及其操作方法 (Flyback converter and operation method thereof ) 是由 弓小武 马克·法伦坎普 安东尼·桑德斯 于 2018-06-20 设计创作，主要内容包括：本发明公开了反激式转换器及其操作方法。反激式转换器包括连接至变压器的初级侧绕组的初级侧开关和连接至变压器的次级侧绕组的次级侧开关。通过以下来操作反激式转换器：控制初级侧开关,以在初级侧开关的导通时段期间将能量存储在变压器中；与切断初级侧开关同步地接通次级侧开关,以将能量从变压器传递至次级侧；基于当初级侧开关导通时在次级侧绕组处测量的反射输入电压来确定次级侧开关的关断时间；当确定次级侧开关的关断时间时,考虑反射输入电压的稳定时间,使得稳定时间对关断时间具有少许影响或者没有影响,并且基于关断时间来切断次级侧开关。(The invention discloses a flyback converter and an operation method thereof. The flyback converter includes a primary side switch connected to a primary side winding of the transformer and a secondary side switch connected to a secondary side winding of the transformer. Operating the flyback converter by: controlling the primary side switch to store energy in the transformer during a conduction period of the primary side switch; turning on a secondary side switch in synchronization with turning off the primary side switch to transfer energy from the transformer to the secondary side; determining an off-time of the secondary side switch based on a reflected input voltage measured at the secondary side winding when the primary side switch is on; when determining the turn-off time of the secondary side switch, the settling time of the reflected input voltage is taken into account such that the settling time has little or no effect on the turn-off time, and the secondary side switch is switched off based on the turn-off time.)

反激式转换器及其操作方法

本申请是2018年6月20日提交的申请号为201810638728.5、发明名称为“反激式转换器的操作方法、反激式转换器及其次级侧控制器”的专利申请的分案申请。

技术领域

本申请涉及反激式转换器，特别涉及用于反激式转换器的同步整流控制。

背景技术

反激式转换器是基于基本降压-升压拓扑的变压器隔离转换器。在反激式转换器中，开关与变压器初级侧串联连接。变压器用于在初级侧开关的导通时段期间存储能量，并且提供输入电压源与输出电压之间的隔离。在稳定工作状态下，当初级侧开关在时段TON内导通时，在TON时段期间，次级侧上的二极管变为反向偏置，变压器表现为电感器。该电感器的值等于变压器初级侧磁化电感L_M，以及所存储的来自输入电压源的磁化能量。同样地，初级侧变压器中的电流(磁化电流I_M)从初始值线性上升到峰值。随着次级侧上的二极管变为反向偏置，从次级侧上的输出电容器提供负载电流。理想地，输出电容器值足够大，以在时间段TON内提供负载电流，其中输出电压具有最大的特定下降。

为了提高系统效率，反激式转换器通常使用同步整流(SR)控制器和次级侧SR功率MOSFET。次级侧SR功率MOSFET与初级侧功率MOSFET同步地导通和关断。一些常规的次级侧控制器具有用于电压感测的SR感测引脚，以关断次级侧上的SR功率MOSFET，并且其具有非常高的击穿电压要求(例如，高达120V或甚至更高)，因此用于实现次级侧控制器的芯片技术必须支持非常高的电压。SR感测引脚用于电压感测，其具有非常低的负阈值电压比较要求(例如，大约-10mV，具有10uV准确度)，这在标准芯片技术中很难实现。其他常规的次级侧控制器不要求控制器的高电压技术，也不需要与用于检测何时关断次级侧SR功率MOSFET的非常低的负阈值电压进行比较。然而，特别是对于高频和高输入线情况，这些控制器遭受稳定时间(settling time)变化，这导致对来自变压器的次级侧的反射输入电压的测量出现一些误差。这种变化极大地影响次级侧SR功率MOSFET的导通定时的计算。SR导通时间计算中的误差是有问题的，并且导致低效操作。因此，常规次级侧控制器被设计用于在相对窄的操作范围内进行操作的应用。因此需要改进的次级侧控制器和SR控制技术。

发明内容

根据一种操作反激式转换器的方法的实施方式，该反激式转换器具有连接至变压器的初级侧绕组的初级侧开关和连接至所述变压器的次级侧绕组的次级侧开关，所述方法包括：控制所述初级侧开关，以在所述初级侧开关的导通时段期间将能量存储在所述变压器中；与切断所述初级侧开关同步地接通所述次级侧开关，以将能量从所述变压器传递至所述次级侧；基于当所述初级侧开关导通时在所述次级侧绕组处测量的反射输入电压来确定所述次级侧开关的关断时间；当确定所述次级侧开关的关断时间时考虑所述反射输入电压的稳定时间，使得所述稳定时间对所述关断时间具有少许影响或没有影响；以及基于所述关断时间来切断所述次级侧开关。

根据反激式转换器的实施方式，反激式转换器包括：连接至变压器的初级侧绕组的初级侧开关；连接至所述变压器的次级侧绕组的次级侧开关；初级侧控制器，其能够操作成：控制所述初级侧开关以在所述初级侧开关的导通时段期间将能量存储在所述变压器中；以及次级侧控制器。所述次级侧控制器能够操作成：与切断所述初级侧开关同步地接通所述次级侧开关，以将能量从所述变压器传递至所述次级侧；基于当所述初级侧开关导通时在所述次级侧绕组处测量的反射输入电压来确定所述次级侧开关的关断时间；当确定所述次级侧开关的关断时间时考虑所述反射输入电压的稳定时间，使得所述稳定时间对所述关断时间具有少许影响或者没有影响；以及基于所述关断时间来切断所述次级侧开关。

根据用于反激式转换器的次级侧控制器的实施方式，所述反激式转换器具有连接至变压器的初级侧绕组的初级侧开关和连接至变压器的次级侧绕组的次级侧开关，所述次级侧控制器包括电路，所述电路能够操作成：与切断所述初级侧开关同步地接通所述次级侧开关，以将能量从所述变压器传递至所述次级侧；基于当所述初级侧开关导通时在所述次级侧绕组处测量的反射输入电压来确定所述次级侧开关的关断时间；当确定所述次级侧开关的关断时间时考虑所述反射输入电压的稳定时间，使得所述稳定时间对所述关断时间具有少许影响或者没有影响；以及基于所述关断时间来切断所述次级侧开关。

本领域技术人员在阅读下面的详细描述以及在查看附图时将认识到其他的特征和优点。

附图说明

附图的元件不一定相对于彼此成比例。相同的附图标记表示相应的类似部件。各种示出的实施方式的特征可以被组合，除非它们彼此排斥。实施方式在附图中被描绘并且在下面的描述中被详述。

图1示出了具有补偿的次级侧SR开关控制的反激式转换器的实施方式的框图；

图2示出了补偿的次级侧SR开关控制技术的波形图；

图3示出了补偿的次级侧SR开关控制技术的基于模拟的实施方式的电路图；

图4至图6示出了由补偿的次级侧SR开关控制技术处理的不同情况；

图7示出了补偿的次级侧SR开关控制技术的实施方式的流程图；以及

图8示出了补偿的次级侧SR开关控制技术的基于数字的实施方式的电路图。

具体实施方式

本文中描述的实施方式对反激式转换器的初级侧开关的稳定时间部分进行补偿，并且使用该补偿来调整次级侧SR开关的导通时间段。在一些实施方式中，先前或当前的采样输入电压信息用于修改次级侧SR开关的导通时间段。在其他实施方式中，从先前的切换周期(稳定电压)获得正确的输入电压信息，并且基于该信息针对下一个周期来优化次级侧上的SR开关的关断时间。通常，初级侧开关被控制成：在初级侧开关的导通时段期间，将能量存储在回扫变压器中。与切断初级侧开关同步地切换次级侧开关，以将来自变压器的能量传递至反激式转换器的次级侧。在次级侧开关的导通时间段结束时发生的次级侧开关的关断时间基于当初级侧开关导通时在反激式转换器的次级侧绕组处测量的反射输入电压来确定。在确定次级侧开关的关断时间时，考虑反射输入电压的稳定时间，使得稳定时间对关断时间具有少许影响或者没有影响。次级侧开关基于(补偿的)关断时间来关断。

图1示出了反激式转换器的实施方式，该反激式转换器包括连接至变压器100的初级侧绕组Wp的初级侧开关Q1、连接至变压器100的次级侧绕组Ws的次级侧开关Q2和初级侧控制器102，该初级侧控制器102可操作成：在初级侧开关Q1的导通时段期间控制初级侧开关Q1以将能量存储在变压器100中。在图1中，初级侧开关Q1和次级侧开关Q2被示出为具有集成的二极管的功率MOSFET。然而，任何合适的功率晶体管都可以用于初级侧开关Q1和次级侧开关Q2，例如但不限于功率MOSFET、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)等。初级侧控制器102控制初级侧开关Q1的切换，该初级侧控制器102基于输入电压Vin、通过初级侧开关Q1的电流I_Q1、由耦接至反激式转换器的初级侧上的辅助绕组(为了便于说明而未示出)的电阻分压器(为了便于说明而未示出)产生的过零点检测电压来生成信号Q1_CTRL。反激式转换器的初级侧开关的切换控制在本领域中是公知的，因此没有提供关于初级侧开关Q1的切换控制的进一步说明。

反激式转换器还包括用于对连接至回扫变压器100的次级侧绕组Ws的次级侧开关Q2进行控制的次级侧控制器104。次级侧控制器104与切断初级侧开关Q1同步地接通次级侧开关Q2，以将来自变压器100的能量传递至反激式变换器的次级侧。次级侧控制器104还基于当初级侧开关Q1导通时在变压器100的次级侧绕组Ws处测量的反射输入电压V_DET来确定在次级侧开关的导通时间段结束时发生的次级侧开关Q2的关断时间。在次级侧上测量的反射输入电压V_DET具有关于在初级侧开关Q1导通时的大小(bulk)(输入电压)的确切信息，并且通过由电阻器R1和R2形成的电阻分压器逐步降低到电压V_PD，以输入到次级侧控制器104。

当确定次级侧开关Q2的关断时间时，次级侧控制器104还考虑反射输入电压V_DET的稳定时间，使得稳定时间对关断时间具有少许影响或没有影响，并且基于(补偿的)关断时间来切断次级侧开关Q2。

当初级侧开关Q1关断时，基于不连续导通模式(DCM)操作的次级侧峰值电流由下式给出：

其中，I_SP是次级侧绕组Ws的峰值电流，I_PP是初级侧绕组Wp的峰值电流，N_P是初级绕组匝数，以及N_S是次级绕组匝数。初级侧绕组Wp的峰值电流I_PP和次级侧绕组Ws的峰值电流I_SP由下式给出：

以及

其中，L_P是初级侧绕组电感，V_in是初级侧输入电压，V_out是系统输出电压，T_on是初级侧开关Q1的导通时段，T_DET是次级侧绕组退磁的定时，这也应该是次级侧开关Q2的导通时段T_on。

将等式(2)和等式(3)插入到等式(1)中得到：

以及

根据等式(6)，电感器平均电压在稳定状态下在切换时段期间为零，因此充电电压和充电时间的乘积等于放电电压和放电时间的乘积，这被称为伏秒平衡等式。

等式(6)可以用于预测次级侧开关Q2的导通时间段进而关断时间的解决方案，但是由于系统中的反射输入测量误差和寄生参数，因此可能没有严密地遵循等式(6)。次级侧控制器104计算先前切换周期的次级侧绕组退磁时间T_DET以及充电电压和充电时间的当前乘积，从而消除由测量误差和寄生参数引起的误差。

对于第n个切换周期，电荷平衡等式由下式给出：

其中，ε是反射输入电压V_DET的测量误差。对于第(n+1)个切换周期，电荷平衡等式由下式给出：

将等式(7)和等式(8)相除，得到：

因为反激式转换器的输出电容器C_O相对较大，并且对于两个连续的切换周期(n)和(n+1)，输出电压将是相同的，因此V_out(n)＝V_out(n+1)。等式(9)可以被简化为如下给出的式子：

基于先前切换周期退磁时间和所计算的次级侧开关Q2的导通时段，次级侧控制器104更新计算并且校正伏秒等式以产生准确的导通时段，从而产生针对次级侧开关Q2在下一个切换周期内的关断时间。次级侧控制器104可以基于所计算的导通时间与所测量的导通时间之间的差来调整次级侧开关Q2的导通时段进而调整关断时间，以产生用于导通和关断次级侧开关Q2的更准确的结果。

图2示出了以下波形：该波形显示次级侧控制器104如何根据在反激式转换器的次级侧绕组Ws处测量的反射输入电压V_DET来调整次级侧开关Q2的所计算的导通时段和关断时间，其中T_onPrimary是初级侧开关Q1的导通时段，T_SRmax是次级侧开关Q2的最大允许导通时段，T_SRon是针对开关Q2的补偿的(调整的)导通时间段，以及T_dead是在接近T_SRmax之前关断开关Q2的时间。

图3示出了由次级侧控制器104实现的控制技术的基于模拟的实现的框图。V-I(电压-电流)转换器A₃将电压V_CD转换为电流I_DISCHR，其中V_CD是由电阻器R3和R4提供的、输入到次级侧控制器104的电阻器分压输出电压。当初级侧开关Q1关断时，电压V_PD变为负。V-I转换器A₃使内部电容器C_T放电，这意味着次级侧开关Q2导通。V-I转换器A₁将电压V_PD转换为电流I_CHR，其中V_PD是由电阻器R1和R2提供的并由次级侧控制器104测量的电阻器分压反射输入电压。当初级侧开关Q1导通并且电压V_PD处于高电压时，V-I转换器A₁导通。

次级侧控制器104在初级侧开关Q1的导通时段期间使用差电流I_CHR-I_DISCHR从默认电压电平V_ref1对内部电容器C_T充电。当前的I_CHR由下式给出：

其中，R_int1是用于将电压V_PD转换为电流的内部电阻器。当前的I_DISCHR由下式给出：

其中，R_int2是将电压V_CD转换为电流的内部电阻器。根据等式(12)和等式(13)，差电流I_CHR-I_DISCHR由下式给出：

如果R_int1＝R_int2并且则差电流I_CHR-I_DISCHR变为：

根据等式(15)，内部电容器C_T仅由反射输入电压充电，而不由输出电压充电。

比较器A₄将电压V_PD与参考电压V_ref2进行比较。当电压V_PD低于参考电压V_ref2时，脉冲发生器A₂生成一个短脉冲。该短脉冲设置SR(置位-复位)触发器A₅，并且通过缓冲块A₆导通次级侧开关Q2。

在次级侧绕组退磁时间(其应该为次级侧开关Q2的导通时段)期间，次级侧控制器104使用电流吸收器A₈以使内部电容器C_T放电(I_DISCHR+I_error)，其中I_error是可以为正或为负的可编程电流。当电容器C_T电压放电到V_ref3电平时，次级侧开关Q2通过比较器A₇、SR触发器A₅和缓冲器A₆而关断。当T_SRmax和比较器A₇的输出均为正时，SR触发器A₅经由逻辑块A₁₂复位。当电容器C_T电压放电到如由比较器A₉所示的V_ref1电平时，在由逻辑块A₁₃和延迟块A₁₀提供某个延迟时间T_dead以得到t_cal之后，将时间t_cal与T_SRmax的下降沿t_max进行比较，并且次级侧控制器104通过逻辑块A₁₁执行一些判断和调整。

对于高系统频率或高压线(AC输入)情况，初级侧开关Q1的导通时段T_ONPrimary减小，并且由次级侧控制器104测量的反射输入电压V_PD不准确。在这些情况下，电压V_PD稳定。在稳定时间期间，V-I转换器A₁操作，但是不在正确的电平处操作。因此，V-I转换器A₁将电容器C_T充电到不合适的电平(电压信息在稳定时间期间不正确)。当这个电压被转换为电流用于给电容器C_T充电时，在I_CHR中存在一些错误。理想地，电压V_PD没有稳定时间，并且电容器C_T在次级侧开关Q2的全导通时段(矩形电压信号)内以输入电压电平Vin被充电。然而，可能对电容器C_T充入比理想情况下应该充入的电量更低的电量。这意味着：可能将次级侧开关Q2的导通时段和关断时间设置为短于理想情况下的导通时段和关断时间，从而降低系统效率。根据等式(6)，次级侧开关Q2的所计算的导通时段和关断时间可能受到不利影响。

次级侧控制器104通过补偿电压V_PD的形状来校正该误差，以考虑稳定时间，从而使得V_PD具有矩形形状或准矩形形状。图3所示的电路对电容器C_T充电并且通过补偿V_PD信号使电压看起来像矩形或准矩形电压信号。脉冲发生器A₂、SR触发器A₅和缓冲器块A₆采样电压V_PD并将电压V_PD保持在适当的电平，次级侧控制器104使用该电压来计算在下一个切换周期期间用于给电容器C_T充电的充电电流I_CHR。

如图2所示，次级侧开关Q2的目标导通时段进而关断时间应该由下式给出：

T_SRon＝T_SRmax-T_dead (11)

其中T_SRmax是次级侧开关Q2的最大允许导通时段，并且可以由包括在次级侧控制器104中或与次级侧控制器104相关联的比较器测量。

根据等式(11)，如果T_SRon短于T_SRmax-T_deadd，则次级侧控制器104延长导通时段并且从而延迟开关Q2在下一个切换周期内的关断时间，并且使下一个切换周期导通时段等于T_SRmax-T_dead。如果T_SRon长于T_SRmax-T_dead，则次级侧控制器104缩短所计算的导通时段，从而紧缩开关Q2在下一个切换周期内的关断时间，并且使下一个切换周期导通时段等于T_SRmax-T_dead。如果T_SRon等于T_SRmax-T_dead，则次级侧控制器104在下一个切换周期内保持开关Q2的所计算的导通时段和关断时间，并且使下一个切换周期导通时段等于T_SRmax-T_dead。

图4至图6示出了上述情境并且由次级侧控制器104处理。理想地，时间t_cal应当与当前切换周期的t_max同时发生。如图4所示，如果时间t_cal在时间t_max之前发生，这意味着：对于当前切换周期而言，电容器C_T的放电时间太短，次级侧控制器104将放电电流I_error减少ΔI，使得t_cal接近下一个切换周期的t_max。

如图5所示，如果时间t_cal与t_max同时发生，电容器C_T的放电时间对于当前切换周期是理想的。次级侧控制器104将放电电流I_DISCHR+I_error保持在当前电平，使得t_cal将与下一个切换周期的t_max同时。

如图6所示，如果时间t_cal在t_max之后发生，则t_cal在t_max之后发生，这意味着：对于当前切换周期而言，电容器C_T的放电时间太长。次级侧控制器104将放电电流I_error增加例如5XΔI、10XΔI或甚至更高，使得t_cal在下一个切换周期中将早于t_max。

图7示出了由次级侧控制器104实现的控制技术的实施方式。控制技术可以用于次级侧开关Q2的DCM和CCM(连续导通模式)操作两者。次级侧控制器104将电压V_PD转换为电流I_CHR并且将电压V_CD转换为电流I_DISCHR(块200)。在初级侧开关Q1的导通时段期间，次级侧控制器104使用差电流I_CHR-I_DISCHR对内部电容器C_T充电(块202)。在初级侧开关Q1关断之后，当V_PD低于阈值电压V_ref2时，次级侧控制器104导通次级侧开关Q2(块204)。在次级侧开关Q2的第一切换脉冲内，次级侧控制器104在次级侧开关Q2的关断时段期间使用一个电流I_DISCHR对内部电容器C_T放电(块206)。次级侧控制器104在次级侧开关Q2在后续切换周期内的导通时段期间使用一个可编程电流I_DISCHR+I_error使内部电容器C_T放电(块208)。当内部电容器C_T两端的电压被放电到V_ref3时，次级侧控制器104关断次级侧开关Q2(块210)。此外，当内部电容器C_T两端的电压放电到V_ref1时，用一个固定的延迟时间T_dead获得与最大允许T_SRmax下降沿t_max相比较的时间t_cal(块212)，次级侧控制器104执行以下评估和调整(块214)：

t_cal发生在t_max之前，这意味着：对于当前切换周期而言，电容C_T的放电时间太短。为了最佳结果，t_cal应该与t_max同时发生。对于下一个切换周期，次级侧控制器104将放电电流I_error减少ΔI，并且t_cal将接近下一个切换周期的t_max；

t_cal与t_max同时发生，这意味着：对于当前切换周期而言，电容器C_T的放电时间已经是最佳的。次级侧控制器104保持放电电流I_error，并且t_cal将与下一个切换周期的t_max同时；

t_cal发生在t_max之后，这意味着：对于当前切换周期而言，电容C_T的放电时间太长。为了最佳结果，t_cal应该与t_max同时发生。对于下一个切换周期，次级侧控制器104增加放电电流I_error(例如，增加了5XΔI、10XΔI或甚至更高)，并且t_cal在下一个切换周期中将早于t_max。

利用上述控制技术，可以基于先前切换周期以及充电电压和充电时间的当前乘积来计算次级侧开关Q2的导通时段T_DET进而关断时间，并且由反射输入电压的测量和寄生参数引起的误差被消除。此外，放电电流取决于输出电压，因此适应于输出电压中的跳变(突然增加)。此外，不需要具有非常低的阈值检测的高压芯片技术，该控制技术可以用于DCM和CCM操作。

通过使用伏秒平衡等式，也基于先前切换周期退磁时间和输入电压与导通时间的当前积，次级侧控制器104可以校正伏秒等式并提供下一个切换周期中准确的晶体管导通时段和关断时间。可以基于计算的导通时间与测量的导通时间之间的差来调整导通时段和关断时间，以产生最佳结果。由反射输入电压测量和寄生参数引起的误差也被本文中描述的控制技术消除。

图8示出了由次级侧控制器104实现的SR控制技术的基于数字的实现的框图。根据这个实施方式，不使用电容器C_T并且次级侧控制器104不一定需要先前周期信息。在初级侧开关Q1的当前导通时间段结束时，次级侧控制器104需要对在次级侧绕组Ws处测量的反射输入电压进行采样。然而，一旦初级侧开关Q1导通，次级侧控制器104就不知道初级侧开关Q1导通时间段的结束。在一个实施方式中，次级侧控制器104包括采样和保持单元300，该采样和保持单元300在总是采样的打开窗口上对在次级侧绕组Ws处测量的反射输入电压V_DET的逐步下降版本V_PD进行采样，并且当初级侧开关Q1关断时捕获所述值。初级侧开关Q1的关断事件的下降沿由集成捕获比较单元(CCU)302检测，CCU 302触发采样和保持单元300以捕获输入电压的事件。此外，CCU 302基于采样窗口的捕获边缘来估计初级侧开关Q1的导通时间段。所捕获的导通时间被馈送至查找表(LUT)304，LUT 304包含当反射电压在初级侧开关Q1导通阶段期间尚未稳定时用于非常小的导通时间值的关联误差数字(参见图2)。相应的误差数字被馈送至计算单元306，以确定次级侧开关Q2的导通时间，这基于本文先前描述的伏秒定理等式。通过在次级侧开关Q2的导通时间的计算中考虑来自LUT 304的误差数字，针对初级侧开关Q1的非常小的导通时间段来补偿采样的偏离输入电压。当初级侧开关Q1关断时，次级侧开关Q2立即导通。次级侧控制器104为次级侧开关Q2提供最小导通时间段，并且计算此时段期间的关断时间。

通过上述描述可知，本发明的实施方式公开了但不限于如下方案：

1.一种操作反激式转换器的方法，所述反激式转换器具有连接至变压器的初级侧绕组的初级侧开关和连接至所述变压器的次级侧绕组的次级侧开关，所述方法包括：

控制所述初级侧开关，以在所述初级侧开关的导通时段期间将能量存储在所述变压器中；

与切断所述初级侧开关同步地接通所述次级侧开关，以将能量从所述变压器传递至所述次级侧；

基于当所述初级侧开关导通时在所述次级侧绕组处测量的反射输入电压来确定所述次级侧开关的关断时间；

当确定所述次级侧开关的关断时间时考虑所述反射输入电压的稳定时间，使得所述稳定时间对所述关断时间具有少许影响或没有影响；以及

基于所述关断时间来切断所述次级侧开关。

2.根据方案1的方法，其中，所述反激式转换器包括电流源和电流吸收器，所述电流源被配置成当所述初级侧开关导通时提供用于对所述次级侧上的电容器充电的充电电流，所述电流吸收器被配置成当所述次级侧开关导通时吸收所述电容器放电的放电电流，并且其中，当确定所述次级侧开关的关断时间时考虑所述反射输入电压的稳定时间包括：

通过误差电流来调整所述次级侧开关的当前切换周期的放电电流，所述误差电流基于针对所述次级侧开关的先前切换周期而确定的关断时间与针对所述次级侧开关计算的最大关断时间的比较。

3.根据方案2的方法，其中，基于所述关断时间来切断所述次级侧开关包括：

当所述电容器两端的电压降低到第一参考值时，切断所述次级侧开关。

4.根据方案2的方法，其中，基于在所述先前切换周期期间在经过所述稳定时间之后在稳定状态下测量的反射输入电压来调整所述次级侧开关的当前切换周期的放电电流，包括：

将针对所述次级侧开关的先前切换周期而确定的关断时间与针对所述次级侧开关计算的最大关断时间进行比较；以及

如果针对所述先前切换周期确定的关断时间小于所述最大关断时间，则减小所述次级侧开关的当前切换周期的误差电流。

5.根据方案2的方法，其中，基于在所述先前切换周期期间在经过所述稳定时间之后在稳定状态下测量的反射输入电压来调整所述次级侧开关的当前切换周期的放电电流，包括：

将针对所述次级侧开关的先前切换周期而确定的关断时间与针对所述次级侧开关计算的最大关断时间进行比较；以及

如果针对所述先前切换周期确定的关断时间大于所述最大关断时间，则增加所述次级侧开关的当前切换周期的误差电流。

6.根据方案2的方法，其中，基于在所述先前切换周期期间在经过所述稳定时间之后在稳定状态下测量的反射输入电压来调整所述次级侧开关的当前切换周期的放电电流，包括：

将针对所述次级侧开关的先前切换周期而确定的关断时间与针对所述次级侧开关计算的最大关断时间进行比较；以及

如果针对所述先前切换周期确定的关断时间与所述最大关断时间相同，则将所述次级侧开关的当前切换周期的误差电流保持为与所述先前切换周期的误差电流相同。

7.根据方案2的方法，其中，基于在所述先前切换周期期间在经过所述稳定时间之后在稳定状态下测量的反射输入电压来调整所述次级侧开关的当前切换周期的放电电流，包括：

在所述次级侧开关的先前切换周期期间对所述反射输入电压的值进行采样，并且保持在稳定状态下采样的值中的一个值；以及

使用在所述次级侧开关的先前切换周期期间在稳定状态下采样的反射输入电压的值来确定所述次级侧开关在所述次级侧开关的当前切换周期的关断时间。

8.根据方案1的方法，其中，当确定所述次级侧开关的关断时间时考虑所述反射输入电压的稳定时间包括：

在所述次级侧开关的先前切换周期期间对所述反射输入电压的值进行采样，并且保持在所述反射输入电压的稳定状态下采样的值中的一个值；以及

使用在所述次级侧开关的先前切换周期期间在稳定状态下采样的反射输入电压的值来确定所述次级侧开关在所述次级侧开关的当前切换周期的关断时间。

9.根据方案1的方法，其中，当确定所述次级侧开关的关断时间时考虑所述反射输入电压的稳定时间包括：

在所述次级侧开关的当前切换周期期间对所述反射输入电压的值进行采样，并且保持在所述反射输入电压的稳定状态下采样的值中的一个值；以及

使用在所述次级侧开关的当前切换周期期间在稳定状态下采样的反射输入电压的值来确定所述次级侧开关在所述当前切换周期的关断时间。

10.根据方案9的方法，其中，使用在所述次级侧开关的当前切换周期期间在稳定状态下采样的反射输入电压的值来确定所述次级侧开关在所述当前切换周期的关断时间包括：

使用所述初级侧开关的估计的导通时间作为表中的查找值，以识别用于产生所述次级侧开关在所述当前切换周期的关断时间的一个或更多个误差信号。

11.一种反激式转换器，包括：

连接至变压器的初级侧绕组的初级侧开关；

连接至所述变压器的次级侧绕组的次级侧开关；

初级侧控制器，能够操作成：控制所述初级侧开关，以在所述初级侧开关的导通时段期间将能量存储在所述变压器中；以及

次级侧控制器，能够操作成：

与切断所述初级侧开关同步地接通所述次级侧开关，以将能量从所述变压器传递至所述次级侧；

基于当所述初级侧开关导通时在所述次级侧绕组处测量的反射输入电压来确定所述次级侧开关的关断时间；

当确定所述次级侧开关的关断时间时考虑所述反射输入电压的稳定时间，使得所述稳定时间对所述关断时间具有少许影响或者没有影响；以及

基于所述关断时间来切断所述次级侧开关。

12.根据方案11的反激式转换器，还包括：

电流源，被配置成：当所述初级侧开关导通时，提供用于对所述次级侧上的电容器进行充电的充电电流；以及

电流吸收器，被配置成：当所述次级侧开关导通时，吸收所述电容器放电的放电电流，

其中，所述次级侧控制器能够操作成：通过误差电流来调整所述次级侧开关的当前切换周期的放电电流，所述误差电流基于针对所述次级侧开关的先前切换周期而确定的关断时间与针对所述次级侧开关计算的最大关断时间的比较。

13.根据方案12的反激式转换器，其中，所述次级侧控制器能够操作成：当所述电容器两端的电压降低到第一参考值时，切断所述次级侧开关。

14.根据方案12的反激式转换器，其中，所述次级侧控制器能够操作成：

将针对所述次级侧开关的先前切换周期而确定的关断时间与针对所述次级侧开关计算的最大关断时间进行比较；以及

如果针对所述先前切换周期确定的关断时间小于所述最大关断时间，则减小所述次级侧开关的当前切换周期的误差电流。

15.根据方案12的反激式转换器，其中，所述次级侧控制器能够操作成：

将针对所述次级侧开关的先前切换周期而确定的关断时间与针对所述次级侧开关计算的最大关断时间进行比较；以及

如果针对所述先前切换周期确定的关断时间大于所述最大关断时间，则增加所述次级侧开关的当前切换周期的误差电流。

16.根据方案12的反激式转换器，其中，所述次级侧控制器能够操作成：

将针对所述次级侧开关的先前切换周期而确定的关断时间与针对所述次级侧开关计算的最大关断时间进行比较；以及

如果针对所述先前切换周期确定的关断时间与所述最大关断时间相同，则将所述次级侧开关的当前切换周期的误差电流保持为与所述先前切换周期的误差电流相同。

17.根据方案12的反激式转换器，其中，所述次级侧控制器能够操作成：

在所述次级侧开关的先前切换周期期间对所述反射输入电压的值进行采样，并且保持在稳定状态下采样的值中的一个值；以及

使用在所述次级侧开关的先前切换周期期间在稳定状态下采样的反射输入电压的值来确定所述次级侧开关在所述次级侧开关的当前切换周期的关断时间。

18.根据方案11的反激式转换器，其中，所述次级侧控制器能够操作成：

在所述次级侧开关的先前切换周期期间对所述反射输入电压的值进行采样，并且保持在所述反射输入电压的稳定状态下采样的值中的一个值；以及

使用在所述次级侧开关的先前切换周期期间在稳定状态下采样的反射输入电压的值来确定所述次级侧开关在所述次级侧开关的当前切换周期的关断时间。

19.根据方案11的反激式转换器，其中，所述次级侧控制器能够操作成：

在所述次级侧开关的当前切换周期期间对所述反射输入电压的值进行采样，并且保持在所述反射输入电压的稳定状态下采样的值中的一个值；以及

使用在所述次级侧开关的当前切换周期期间在稳定状态下采样的反射输入电压的值来确定所述次级侧开关在所述当前切换周期的关断时间。

20.根据方案19的反激式转换器，其中，所述次级侧控制器能够操作成：使用所述初级侧开关的估计的导通时间作为表中的查找值，以识别用于产生所述次级侧开关在所述当前切换周期的关断时间的一个或更多个误差信号。

21.一种用于反激式转换器的次级侧控制器，所述反激式转换器具有连接至变压器的初级侧绕组的初级侧开关和连接至所述变压器的次级侧绕组的次级侧开关，所述次级侧控制器包括电路，所述电路能够操作成：与切断所述初级侧开关同步地接通所述次级侧开关，以将能量从所述变压器传递至所述次级侧；基于在所述初级侧开关导通时在所述次级侧绕组处测量的反射输入电压来确定所述次级侧开关的关断时间；当确定所述次级侧开关的关断时间时考虑所述反射输入电压的稳定时间，使得所述稳定时间对所述关断时间具有少许影响或者没有影响；以及基于所述关断时间来切断所述次级侧开关。

诸如“第一”、“第二”等术语用于描述各种元件、区域、部分等，并且也不意在是限制性的。在整个说明书中，相同的术语指代相同的元件。

如本文中使用的，术语“具有(having)”、“包含(containing)”、“包括(including)”、“包括(comprising)”等是开放式术语，其指示所陈述的元件或特征的存在，但不排除附加的元件或特征。除非上下文另有明确指示，否则冠词“一个(a)”、“一个(an)”和“该(the)”意在包括复数和单数。

应该理解，除非另外特别指出，否则本文描述的各种实施方式的特征可以彼此组合。

尽管在此已经示出和描述了具体实施方式，但是本领域普通技术人员将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，各种替代和/或等同实现可以代替示出和描述的具体实施方式。本申请意在覆盖本文中讨论的具体实施方式的任何修改或变化。因此，意图是本发明仅由权利要求及其等同方案来限制。