阅读说明：本技术 Cllc双向直流-直流变换器以及控制方法 (C LL C bidirectional DC-DC converter and control method ) 是由 蒋劲松 郑剑锋 汪易强 庄启超 郭水保 于 2020-04-13 设计创作，主要内容包括：本发明实施例公开了一种CLLC双向直流-直流变换器以及控制方法,属于电力电子技术领域。其中所述CLLC双向直流-直流变换器包括：依序连接的原边滤波电容(C1)、原边桥(10)、原边谐振器件(11)、变压装置(12)、副边谐振器件(13)、副边桥(14)以及副边滤波电容(C8),原边桥包括三个原边半桥；原边谐振器件包括三组原边串联谐振器件；变压装置与原边谐振器件和副边谐振器件相连；副边谐振器件包括三组,每一组副边谐振器件包括一个谐振电容,每个谐振电容的一端与一个变压器的一个副边端子相连接,另一端与副边桥中的一个副边半桥相连；副边桥包括三个副边半桥。本发明在硬件上自带均流能力,不需要额外的均流控制电路,极大地降低了成本。(The embodiment of the invention discloses a C LL C bidirectional direct current-direct current converter and a control method, and belongs to the technical field of power electronics, wherein the C LL C bidirectional direct current-direct current converter comprises a primary side filter capacitor (C1), a primary side bridge (10), a primary side resonant device (11), a voltage transformation device (12), a secondary side resonant device (13), a secondary side bridge (14) and a secondary side filter capacitor (C8) which are sequentially connected, the primary side bridge comprises three primary side half bridges, the primary side resonant device comprises three groups of primary side series resonant devices, the voltage transformation device is connected with the primary side resonant device and the secondary side resonant device, the secondary side resonant device comprises three groups, each group of secondary side resonant device comprises one resonant capacitor, one end of each resonant capacitor is connected with one secondary side terminal of one transformer, the other end of each capacitor is connected with one secondary side half bridge of the secondary side bridge, the secondary side bridge comprises three secondary side half bridges, and the current sharing control circuit is not needed on hardware, and the cost is greatly reduced.)

CLLC双向直流-直流变换器以及控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种CLLC双向直流-直流变换器以及控制方法。

背景技术

目前在高压大功率隔离的双向直流-直流变换器应用场合，受限于功率器件的选型，单个全桥CLLC实现起来有些困难，常用的电路拓扑结构是采用两个全桥CLLC并联。两个全桥CLLC并联是指这两个全桥CLLC并联工作，每个全桥CLLC分担一半的功率，功率半导体器件数量为16个。每一个全桥CLLC都可以实现能量的双向变换。但是，目前采用的两个全桥CLLC并联的技术方案主要存在如下三个缺点：

(1)功率半导体器件的数量较多，对应的驱动电路也多，导致双向直流-直流变换器的体积较大、成本较高；

(2)两个全桥CLLC并联或控制上交错并联，都会使得输出滤波电容的高频纹波电流较大，其纹波电流有效值最大可达输出电流的32％，需要的输出滤波电容的数量较多；

(3)两个全桥CLLC并联需要增加均流控制电路，也会增加成本。

发明内容

本发明提供一种CLLC双向直流-直流变换器以及控制方法，在硬件上自带均流能力，不需要额外的均流控制电路，极大地降低了成本。

所述技术方案如下：

本发明实施例提供了一种CLLC双向直流-直流变换器，其包括：依序连接的原边滤波电容(C1)、原边桥(10)、原边谐振器件(11)、变压装置(12)、副边谐振器件(13)、副边桥(14)以及副边滤波电容(C8)，其中，所述原边桥(10)包括三个原边半桥，每个原边半桥由两个开关管串联组成，每个原边半桥与原边滤波电容(C1)相连；所述原边谐振器件(11)包括三组原边串联谐振器件，每一组原边串联谐振器件连接一个原边半桥；所述变压装置(12)与所述原边谐振器件(11)和副边谐振器件(13)相连；所述副边谐振器件(13)包括三组，每一组副边谐振器件包括一个谐振电容，每个谐振电容的一端与一个变压器的一个副边端子相连接，另一端与副边桥中的一个副边半桥相连；所述副边桥(14)包括三个副边半桥，每个副边半桥由两个开关管串联组成，每个副边半桥与副边滤波电容(C8)相连。

在本发明较佳的实施例中，所述原边桥(10)包括第一至第六开关管(S1-S6)，由第一开关管(S1)和第二开关管(S2)串联组成第一原边半桥，由第三开关管(S3)和第四开关管(S4)串联组成第二原边半桥，由第五开关管(S5)和第六开关管(S6)串联组成第三原边半桥，每个开关管两端并联一反向二极管，第一开关管(S1)的第一端与第三开关管(S3)的第一端、第五开关管(S5)的第一端、原边滤波电容(C 1)的正极相连，第一开关管(S1)的第二端与第二开关管(S2)的第一端、原边谐振器件(11)相连，第二开关管(S2)的第二端与原边滤波电容(C1)的负极、第四开关管(S4)的第二端、第六开关管(S6)的第二端相连，第三开关管(S3)的第二端与第四开关管(S4)的第一端、原边谐振器件(11)相连，第五开关管(S5)的第二端与第六开关管(S6)的第一端、原边谐振器件(11)相连。

在本发明较佳的实施例中，所述原边谐振器件(11)包括第一至第三组原边串联谐振器件，第一组原边串联谐振器件包括第一电容(C2)和与第一电容(C2)串联连接的第一电感，第一电容(C2)还连接于第一开关管(S1)与第二开关管(S2)之间，第一电感(L1)还连接于变压装置(12)中一个变压器的一端，第二组原边串联谐振器件包括第二电容(C3)和与第二电容(C3)串联连接的第二电感(L2)，第二电容(C3)还连接于第三开关管(S3)与第四开关管(S4)之间，第二电感(L2)还连接于变压装置(12)中一个变压器的一端，第三组原边串联谐振器件包括第三电容(C4)和与第三电容(C4)串联连接的第三电感(L3)，第三电容(L3)还连接于第五开关管(S5)与第六开关管(S6)之间，第三电感(L3)还连接于变压装置(12)中一个变压器的一端，其中，所述开关管为场效应晶体管。

在本发明较佳的实施例中，所述变压装置(12)包括三个变压器(Lm1、Lm2、Lm3)，三个变压器(Lm1、Lm2、Lm3)分别为第一至第三变压器，所述第一变压器(Lm1)的一个原边端子与第一组原边串联谐振器件的第一电感(L1)相连，第一变压器(Lm1)的另一个原边端子与第二变压器(Lm2)的一个原边端子、第三变压器(Lm3)的一个原边端子相连，第二变压器(Lm2)的另一个原边端子与第二组原边串联谐振器件的第二电感(L2)相连，第三变压器(Lm3)的另一个原边端子与第三组原边串联谐振器件的第三电感(L3)相连，第一变压器(Lm1)的一个副边端子、第二变压器(Lm2)的一个副边端子、第三变压器(Lm3)的一个副边端子与副边谐振器件相连，第一变压器(Lm1)的另一个副边端子与第二变压器(Lm2)的另一个副边端子、第三变压器(Lm3)的另一个副边端子相连。

在本发明较佳的实施例中，所述副边谐振器件(13)包括第一组至第三组副边谐振器件，第一组副边谐振器件包括第一谐振电容(C5)，第二组副边谐振器件包括第二谐振电容(C6)，第三组副边谐振器件包括第三谐振电容(C7)，第一谐振电容(C5)的一端与第一变压器相连，第一谐振电容(C5)的另一端与副边桥中的一个副边半桥相连，第二谐振电容(C6)的一端与第二变压器相连，第二谐振电容(C6)的另一端与副边桥中的一个副边半桥相连，第三谐振电容(C7)的一端与第三变压器相连，第三谐振电容(C7)的另一端与副边桥中的一个副边半桥相连。

在本发明较佳的实施例中，所述副边桥(14)包括第七至第十二开关管，由第七开关管(S7)和第八开关管(S8)串联组成第一副边半桥，由第九开关管(S9)和第十开关管(S10)串联组成第二副边半桥，由第十一开关管(S11)和第十二开关管(S12)串联组成第三副边半桥，每个开关管两端并联一反向二极管，第七开关管(S7)的第一端与第九开关管(S9)的第一端、第十一开关管(S11)的第一端、副边滤波电容的正极相连，第七开关管(S7)的第二端与第八开关管(S8)的第一端、副边谐振器件(13)相连，第八开关管(S8)的第二端与副边滤波电容(C8)的负极、第十开关管(S10)的第二端、第十二开关管(S12)的第二端相连，第九开关管(S9)的第二端与第十开关管(S10)的第一端、副边谐振器件(13)相连，第十一开关管(S11)的第二端与第十二开关管(S12)的第一端、副边谐振器件(13)相连，其中，所述开关管为场效应晶体管。

在本发明较佳的实施例中，所述第一至第六开关管还分别包括一原边控制端，所述CLLC双向直流-直流变换器还包括控制单元，所述控制单元与每个原边控制端相连，用于控制第一至第六开关管的导通和关断，每一个原边半桥的开关时序相位依次互错相差120°。

在本发明较佳的实施例中，所述第七至第十二开关管还分别包括一副边控制端，所述CLLC双向直流-直流变换器还包括控制单元，所述控制单元与每个副边控制端相连，用于控制第七至第十二开关管的导通和关断，每一个副边半桥的开关时序相位依次互错相差120°。

本发明实施例还提供了一种CLLC双向直流-直流变换器的控制方法，用于对CLLC双向直流-直流变换器进行控制，其包括：当CLLC双向直流-直流变换器能量从原边向副边传输时，副边滤波电容(C8)、副边桥(14)、副边谐振器件(13)和变压装置(12)的副边构成一个星形连接的副边三相谐振回路，其作为同步整流控制时，副边桥(14)的每个半桥的开关周期相同，每个副边半桥的开关时序相位依次互错相差120°，且副边桥(14)每个副边半桥的开关状态与对应的原边半桥的开关状态相同，控制单元判断当前输出电压目标值是否大于阈值；当判断当前输出电压目标值大于阈值时，则控制单元控制副边桥(14)在特定的时间段内从同步整流模式进入Boost整流模式，三个副边半桥的开关状态同时连接到输出正或同时连接到输出负，使副边谐振器件(13)处于储能状态。

在本发明较佳的实施例中，还包括：当CLLC双向直流-直流变换器能量从副边向原边传输时，原边滤波电容(C1)、原边桥(10)、原边谐振器件(11)和变压装置(12)的原边构成一个星形连接的原边三相谐振回路，其作为同步整流控制时，原边桥(10)的每个半桥的开关周期相同，每个原边半桥的开关时序相位依次互错相差120°，且原边桥(10)每个原边半桥的开关状态与对应的副边半桥的开关状态相同，控制单元判断当前输出电压目标值是否大于阈值；当判断当前输出电压目标值大于阈值时，则控制单元控制原边桥(10)在特定的时间段内从同步整流模式进入Boost整流模式，三个原边半桥的开关状态同时连接到输出正或同时连接到输出负，使原边谐振器件(11)处于储能状态。

本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：

当能量从原边传递到副边时，则把原边桥作为主动控制，副边桥作为整流控制，即可实现从原边到副边的正向功率变换；当能量从副边传递到原边时，则把副边桥作为主动控制，原边桥作为整流控制，即可实现从副边到原边的反向功率变换，并且在反向放电时还可以实现副边开关管的零电压开通软开关，而不是硬开关，从而可以降低原边和副边的滤波电容的高频电流纹波，提高变换器的性能，降低双向直流-直流变换器的体积和成本。并且三相交错CLLC双向直流-直流变换器的变压装置原边、副边均为星型接法，三相电流互为回路，所以在硬件上自带均流能力，不需要增加额外的均流控制电路，不会增加控制成本。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1是本发明第一实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的结构框图；

图2是图1中的CLLC双向直流-直流变换器的电路图；

图3a是CLLC双向直流-直流变换器在工作模式一时的储能电流回路图；

图3b是CLLC双向直流-直流变换器在工作模式二时的储能电流回路图；

图3c是CLLC双向直流-直流变换器在工作模式三时的储能电流回路图；

图3d是CLLC双向直流-直流变换器在工作模式四时的储能电流回路图；

图3e是CLLC双向直流-直流变换器在工作模式五时的储能电流回路图；

图3f是CLLC双向直流-直流变换器在工作模式六时的储能电流回路图；

图4是CLLC双向直流-直流变换器在正向功率变换时的典型同步整流输出工作波形、原边电流、副边电流图；

图5是本发明第二实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的控制方法的步骤流程图；

图6是本发明第二实施例在变换器能量从原边向副边传输时的典型工作波形图；

图7a是本发明第二实施例在变换器能量从原边向副边传输时BOOST整流模式下，三个副边半桥都连接到输出正的一种储能电流回路图；

图7b是本发明第二实施例在变换器能量从原边向副边传输时BOOST整流模式下，三个副边半桥都连接到输出负的一种储能电流回路图；

图7c是本发明第二实施例在变换器能量从副边向原边传输时BOOST整流模式下，三个原边半桥都连接到输出正的一种储能电流回路图；

图7d是本发明第二实施例在变换器能量从副边向原边传输时BOOST整流模式下，三个原边半桥都连接到输出负的一种储能电流回路图。

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的CLLC双向直流-直流变换器以及控制方法其具体实施方式、结构、特征及功效，详细说明如后。

有关本发明的前述及其他技术内容、特点及功效，在以下配合参考图式的较佳实施例详细说明中将可清楚的呈现。通过具体实施方式的说明，当可对本发明为达成预定目的所采取的技术手段及功效得以更加深入且具体的了解，然而所附图式仅是提供参考与说明之用，并非用来对本发明加以限制。

第一实施例

图1是本发明第一实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的结构框图。图2是图1中的CLLC双向直流-直流变换器的电路图。所述CLLC双向直流-直流变换器在硬件上自带均流能力，不需要额外的均流控制电路，极大地降低了成本。请参考图1和图2，本实施例的CLLC双向直流-直流变换器包括：依序连接的原边滤波电容C1、原边桥10、原边谐振器件11、变压装置12、副边谐振器件13、副边桥14以及副边滤波电容C8。

具体地，原边桥10包括三个原边半桥，每个原边半桥由两个开关管串联组成，每个原边半桥与原边滤波电容C1的正极和负极相连。具体地，原边桥10包括第一至第六开关管S1-S6，由第一和第二开关管S1、S2串联组成第一原边半桥，由第三和第四开关管S3、S4串联组成第二原边半桥，由第五和第六开关管S5、S6串联组成第三原边半桥，每个开关管两端并联一反向二极管。第一开关管S1的第一端与第三开关管S3的第一端、第五开关管S5的第一端、原边滤波电容C1的正极相连，第一开关管S1的第二端与第二开关管S2的第一端、原边谐振器件11相连，第二开关管S2的第二端与原边滤波电容C1的负极、第四开关管S4的第二端、第六开关管S6的第二端相连，第三开关管S3的第二端与第四开关管S4的第一端、原边谐振器件11相连，第五开关管S5的第二端与第六开关管S6的第一端、原边谐振器件11相连。

当需要能量从原边传递到副边时，则需把原边桥10作为主动控制，副边桥14作为整流控制，即可实现从原边到副边的正向功率变换；当需要能量从副边传递到原边时，则需把副边桥14作为主动控制，原边桥10作为整流控制，即可实现从副边到原边的反向功率变换。

优选地，第一至第六开关管S1-S6均为半导体开关，例如可以为场效应晶体管，上述第一端可以是晶体管的源极(S)或漏极(D)，相应地，上述第二端可以是晶体管的漏极或源极。

优选地，第一至第六开关管S1-S6还可以分别包括一原边控制端(例如可以为栅极G)，CLLC双向直流-直流变换器还包括控制单元(图中未示出)，控制单元与每个原边控制端相连，用于控制第一至第六开关管S1-S6的导通和关断，每一个原边半桥的开关时序相位依次互错相差120°。

原边谐振器件11包括三组原边LC串联谐振器件，每一组原边串联谐振器件连接一个原边半桥。具体地，原边谐振器件11包括第一至第三组原边串联谐振器件，第一组原边串联谐振器件包括第一电容C2和与第一电容C2串联连接的第一电感L1，第一电容C2还连接于第一开关管S1与第二开关管S2之间，第一电感L1还连接于变压装置12中一个变压器的一端。第二组原边串联谐振器件包括第二电容C3和与第二电容C3串联连接的第二电感L2，第二电容C3还连接于第三开关管S3与第四开关管S4之间，第二电感L2还连接于变压装置12中一个变压器的一端。第三组原边串联谐振器件包括第三电容C4和与第三电容C4串联连接的第三电感L3，第三电容C4还连接于第五开关管S5与第六开关管S6之间，第三电感L3还连接于变压装置12中一个变压器的一端。

变压装置12包括三个变压器Lm1、Lm2、Lm3，每个变压器包括原边和副边(即变压装置的原边和副边)，每个变压器的原边有两个原边端子，其中一个原边端子与一组原边串联谐振器件相连接，另一个原边端子与另外两个变压器的原边端子相连接，在变压器原边形成星形连接；每个变压器的副边有两个副边端子，其中一个副边端子与一组副边谐振器件相连接，另一个副边端子与另外两个变压器的副边端子相连接，在变压器副边形成星形连接。具体地，三个变压器分别为第一至第三变压器Lm1、Lm2、Lm3，第一变压器Lm1的一个原边端子与第一组原边串联谐振器件的第一电感L1相连，第一变压器Lm1的另一个原边端子与第二变压器Lm2的一个原边端子、第三变压器Lm3的一个原边端子相连，第二变压器Lm2的另一个原边端子与第二组原边串联谐振器件的第二电感L2相连，第三变压器Lm3的另一个原边端子与第三组原边串联谐振器件的第三电感L3相连。第一变压器Lm1的一个副边端子、第二变压器Lm2的一个副边端子、第三变压器Lm3的一个副边端子与副边谐振器件相连，第一变压器Lm1的另一个副边端子与第二变压器Lm2的另一个副边端子、第三变压器Lm3的另一个副边端子相连。

副边谐振器件13包括第一组至第三组共三组副边谐振器件C5、C6、C7，每一组副边谐振器件包括一个谐振电容，每个谐振电容的一端与一个变压器的一个副边端子相连接，另一端与副边桥中的一个副边半桥相连。具体地，第一组副边谐振器件包括第一谐振电容C5，第二组副边谐振器件包括第二谐振电容C6，第三组副边谐振器件包括第三谐振电容C7，第一谐振谐振电容C5的一端与第一变压器相连，谐振电容C5的另一端与副边桥中的一个副边半桥相连，第二谐振电容C6的一端与第二变压器相连，第二谐振电容C6的另一端与副边桥中的一个副边半桥相连，第三谐振电容C7的一端与第三变压器相连，第三谐振电容C7的另一端与副边桥中的一个副边半桥相连。由于本发明设置了副边谐振器件13的电容C5、C6、C7，因此当能量从原边传递到副边时，原边桥的开关管可以实现零电压开通软开关，副边桥的开关管也可以实现零电流关断软开关；当能量从副边传递到原边时，副边桥的开关管可以实现零电压开通软开关，原边桥的开关管也可以实现零电流关断软开关，均不是硬开关，从而极大地提升了CLLC双向直流-直流变换器的效率、提升了EMI性能。

副边桥14包括三个副边半桥，每个副边半桥由两个开关管串联组成。具体地，副边桥10包括第七至第十二开关管S7-S12，由第七和第八开关管S7、S8串联组成第一副边半桥，由第九和第十开关管S9、S10串联组成第二副边半桥，由第十一和第十二开关管S11、S12串联组成第三副边半桥，每个开关管两端并联一反向二极管。第七开关管S7的第一端与第九开关管S9的第一端、第十一开关管S11的第一端、副边滤波电容C8的正极相连，第七开关管S7的第二端与第八开关管S8的第一端、副边谐振器件13相连，第八开关管S8的第二端与副边滤波电容C8的负极、第十开关管S10的第二端、第十二开关管S12的第二端相连，第九开关管S9的第二端与第十开关管S10的第一端、副边谐振器件13相连，第十一开关管S11的第二端与第十二开关管S12的第一端、副边谐振器件13相连。

优选地，第七至第十二开关管S7-S12均为半导体开关，例如可以为场效应晶体管，上述第一端可以是晶体管的源极(S)或漏极(D)，相应地，上述第二端可以是晶体管的漏极或源极。并且，原边桥的第一原边半桥、第二原边半桥、第三原边半桥分别与副边桥的第一副边半桥、第二副边半桥、第三副边半桥相对应。

优选地，第七至第十二开关管S7-S12还可以分别包括一副边控制端(例如可以为栅极G)，控制单元与每个副边控制端相连，用于控制第七至第十二开关管S7-S12的导通和关断，每一个副边半桥的开关时序相位依次互错相差120°。

由原边桥、原边谐振器件、变压装置原边共同组成了一个星形连接的原边三相谐振回路。当原边三相谐振回路作为主动控制时，原边桥的每一个原边半桥的开关周期相同(即开关管S1-S6的开关周期均相同)，但每一个原边半桥的开关时序相位依次互错相差120°，即第一开关管S1、第三开关管S3和第五开关管S5的开关时序相差120°，从而实现原边三相谐振回路的三相交错谐振。当原边三相谐振回路(包括原边桥、原边谐振器件、变压装置原边绕组)作为整流控制时，原边桥的每一个半桥的半导体开关管可以保持关闭，让其反并联二极管承担整流的功能；也可以保持和副边桥对应位置半桥的半导体开关管(即开关管S1、S3、S5分别对应开关管S11、S9、S7，开关管S2、S4、S6分别对应开关管S12、S10、S8)相同的开关状态，让半导体开关管本体承担整流的功能。

另外，由副边桥、副边谐振器件、变压装置副边共同组成了一个星形连接的副边三相谐振回路。当星形连接的副边三相谐振回路(包括副边变压器绕组、副边谐振电容、副边桥)作为主动控制时，副边桥的每一个半桥的开关周期都一样(开关管S7-S12的开关周期均相同)，但每一个副边半桥的开关时序相位依次互错相差120°，从而实现副边三相谐振回路的三相交错谐振。

此外，当星形连接的副边三相谐振回路作为整流控制时，副边桥的每一个半桥的半导体开关管可以保持关闭，让其反并联二极管承担整流的功能；也可以保持和原边桥对应位置半桥的半导体开关管相同的开关状态，让半导体开关管本体承担整流的功能。

本发明不仅可以实现高压大功率双向软开关直流-直流功率变换，并且因为三相桥是三相交错控制，可以降低原边和副边的滤波电容的高频电流纹波，即可以降低原边和副边滤波电容的容量，从而降低了双向直流-直流变换器的体积和成本。三相交错CLLC双向直流-直流变换器的变压装置原边、副边均为星型接法，三相电流互为回路，所以在硬件上自带均流能力，不需要增加额外的均流控制电路，不会增加控制成本。

三相交错CLLC双向直流-直流变换器，当能量从原边传递到副边时，该CLLC双向直流-直流变换器具有如下六个工作模式：

工作模式一：原边桥的开关管状态分别是开关管S1闭合、开关管S2断开、开关管S3断开、开关管S4闭合、开关管S5闭合、开关管S6断开，副边桥的开关管状态分别是开关管S11闭合、开关管S12断开、开关管S9断开、开关管S10闭合、开关管S7闭合、开关管S8断开，能量流动回路如图3a所示。

工作模式二：原边桥的开关管状态分别是开关管S1闭合、开关管S2断开、开关管S3断开、开关管S4闭合、开关管S5断开、开关管S6闭合，副边桥的开关管状态分别是开关管S11闭合、开关管S12断开、开关管S9断开、开关管S10闭合、开关管S7断开、开关管S8闭合，能量流动回路如图3b所示。

工作模式三：原边桥的开关管状态分别是开关管S1闭合、开关管S2断开、开关管S3闭合、开关管S4断开、开关管S5断开、开关管S6闭合，副边桥的开关管状态分别是开关管S11闭合、开关管S12断开、开关管S9闭合、S10断开、开关管S7断开、开关管S8闭合，能量流动回路如图3c所示。

工作模式四：原边桥的开关管状态分别是开关管S1断开、开关管S2闭合、开关管S3闭合、开关管S4断开、开关管S5断开、开关管S6闭合，副边桥的开关管状态分别是开关管S11断开、开关管S12闭合、开关管S9闭合、开关管S10断开、开关管S7断开、开关管S8闭合，能量流动回路如图3d所示。

工作模式五：原边桥的开关管状态分别是开关管S1断开、开关管S2闭合、开关管S3闭合、开关管S4断开、开关管S5闭合、开关管S6断开，副边桥的开关管状态分别是开关管S11断开、开关管S12闭合、开关管S9闭合、开关管S10断开、开关管S7闭合、开关管S8断开，能量流动回路如图3e所示。

工作模式六：原边桥的开关管状态分别是开关管S1断开、开关管S2闭合、开关管S3断开、开关管开关管S4闭合、开关管S5闭合、开关管S6断开，副边桥的开关管状态分别是开关管S11断开、开关管S12闭合、开关管S9断开、开关管S10闭合、开关管S7闭合、开关管S8断开，能量流动回路如图3f所示。

当能量从副边传递到原边时，该CLLC双向直流-直流变换器也具有六个工作模式，每个工作模式与能量从原边传递到副边时的每个模式一一对应。

此三相交错的CLLC双向直流-直流变换器中，功率变换的控制采用的是调频控制方式，每一个半桥的两个开关管的驱动波形互补，占空比接近50％(考虑死区时间)，其典型同步整流输出工作波形、原边电流、副边电流如图4所示。

综上所述，本发明实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器，当能量从原边传递到副边时，则把原边桥作为主动控制，副边桥作为整流控制，即可实现从原边到副边的正向功率变换；当能量从副边传递到原边时，则把副边桥作为主动控制，原边桥作为整流控制，即可实现从副边到原边的反向功率变换，并且在反向放电时还可以实现副边开关管的零电压开通软开关，而不是硬开关，从而可以降低原边和副边的滤波电容的高频电流纹波，提高变换器的性能，降低双向直流-直流变换器的体积和成本。并且三相交错CLLC双向直流-直流变换器的变压装置原边、副边均为星型接法，三相电流互为回路，所以在硬件上自带均流能力，不需要增加额外的均流控制电路，不会增加控制成本。

以下为本发明的方法实施例，在方法实施例中未详尽描述的细节，可以参考上述对应的装置实施例。

第二实施例

目前对于三相交错的CLLC双向直流-直流变换器整流输出方式有很多种，常见的有三相桥式同步整流输出，如图4所示，原边、副边的驱动波形相同。但采用该同步整流输出方式，CLLC双向直流-直流变换器的同步整流输出的电压值受限于变换器的输出电压增益，如果要进一步提高输出电压范围则需要提高变压器设计匝比，但会导致增加磁芯尺寸及线圈匝数，从而使得三相交错CLLC双向直流-直流变换器的体积和成本增加。

为了解决上述问题，本发明提出一种新颖控制方式，三相交错CLLC变换器在进行功率变换时，变换器的控制单元获取当前输出电压，如果判断当前输出电压目标值大于阈值，则使能量接收侧的三相桥从同步整流模式进入Boost整流模式。在采用相同的拓扑电路的情况下，在同样的输入电压和开关频率的条件下，三相交错CLLC双向直流-直流变换器的能量接受侧采用Boost整流输出模式，可以比常规同步整流控制得到更高的电压输出。

从而可以看出，当能量接收侧的三相桥进入Boost整流模式时，则三相交错CLLC双向直流-直流变换器的输出电压上限可以进一步提高，相比仅仅采用同步整流模式，可以降低CLLC双向直流-直流变换器的成本和体积。

当需要能量从原边传递到副边时，则需要把原边桥作为能量发送侧，副边桥作为能量接收侧。当需要能量从副边到原边传输时，则需把副边桥作为能量发送侧，原边桥作为能量接收侧。本发明在判断当输出电压目标值大于阈值时，使能量接受侧的三相桥在特定的时间段内从同步整流模式进入Boost整流模式，从而可以进一步提高输出电压。特定时间段处于每个工作模式中。

图5是本发明第二实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的控制方法的流程图。本实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的控制方法，用于对如上所述的CLLC双向直流-直流变换器进行控制，可包括以下步骤501-503：

步骤501，当CLLC双向直流-直流变换器能量从原边向副边传输时，副边滤波电容C8、副边桥14、副边谐振器件13和变压装置12的副边构成一个星形连接的副边三相谐振回路，其作为同步整流控制时，副边桥的每个半桥的开关周期相同，每个副边半桥的开关时序相位依次互错相差120°，且副边桥每个副边半桥的开关状态与对应的原边半桥的开关状态相同，控制单元判断当前输出电压目标值是否大于阈值(可以预先进行设定)，当判断当前输出电压目标值大于阈值时，则进行步骤403，若不大于阈值，则结束。

步骤503，控制单元控制能量接收侧的三相桥即副边桥在特定的时间段内从同步整流模式进入Boost整流模式，三个副边半桥的开关状态同时连接到输出正(+)或同时连接到输出负(-)，使副边谐振器件处于储能状态。

优选地，CLLC双向直流-直流变换器的控制方法还可以包括步骤605和607。

步骤505，当CLLC双向直流-直流变换器能量从副边向原边传输时，原边滤波电容C1、原边桥10、原边谐振器件11和变压装置12的原边构成一个星形连接的原边三相谐振回路，其作为同步整流控制时，原边桥的每个半桥的开关周期相同，每个原边半桥的开关时序相位依次互错相差120°，且原边桥每个原边半桥的开关状态与对应的副边半桥的开关状态相同，控制单元判断当前输出电压目标值是否大于阈值，当判断当前输出电压目标值大于阈值时，则进行步骤407，若不大于阈值，则结束。

步骤507，控制单元控制能量接收侧的三相桥即原边桥在特定的时间段内从同步整流模式进入Boost整流模式，三个原边半桥的开关状态同时连接到输出正(+)或同时连接到输出负(-)，使原边谐振器件处于储能状态。

其中，步骤501-503可以和步骤505-507的顺序进行互换。

以能量从原边向副边传输为例，该CLLC双向直流-直流变换器具有六个工作模式，当变换器在特定时间段从同步整流模式进入Boost整流模式时，特定时间段处于每个工作模式中，其典型的工作波形如图6所示。

当能量从原边向副边传输时，且进入Boost整流模式时，副边的三个半桥的开关状态可以同时连接到输出正，即S11闭合、S12断开、S9闭合、S10断开、S7闭合、S8断开，储能电流回路如图7a所示。

当能量从原边向副边传输时，且进入Boost整流模式时，副边的三个半桥的开关状态可以同时连接到输出负，即S11断开、S12闭合、S9断开、S10闭合、S7断开、S8闭合，储能电流回路如图7b所示。

当能量从副边向原边传输时，且进入Boost整流模式时，原边的三个半桥的开关状态可以同时连接到输出正，即S1闭合、S2断开、S3闭合、S4断开、S5闭合、S6断开，储能电流回路如图7c所示。

当能量从副边向原边传输时，且进入Boost整流模式时，原边的三个半桥的开关状态可以同时连接到输出正，即S1断开、S2闭合、S3断开、S4闭合、S5断开、S6闭合，储能电流回路如图7d所示。

综上所述，本发明实施例提供的CLLC双向直流-直流变换器的控制方法，当能量接收侧的三相桥从同步整流模式进入Boost整流模式时，则三相交错CLLC双向直流-直流变换器的输出电压上限可以进一步提高，相比仅仅采用同步整流模式，可以进一步降低CLLC双向直流-直流变换器的成本和体积。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。