阅读说明：本技术 一种大纹波输出电压的DCM Buck PFC变换器 (DCM Buck PFC converter with large ripple output voltage ) 是由 高阳 姚凯 杨坚 刘劲滔 刘乐 王泽松 李家镇 于 2020-04-30 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种大纹波输出电压的DCM Buck PFC变换器包括主功率电路和控制电路,其中控制电路包括分压采样电路、电压调节电路、锯齿波比较及驱动信号生成电路和隔离驱动电路；主功率电路的输出端与分压采样电路的输入端相连,分压采样电路的输出端与电压调节电路的输入端相连,电压调节电路的输出端与锯齿波比较及驱动信号生成电路的输入端相连,锯齿波比较及驱动信号生成电路的输出端与隔离驱动电路的输入端相连,隔离驱动电路的输出端与主功率电路相连；使用分压采样电路采集输出电压数据,并由电压调节电路与基准电压进行调节,电压调节电路的输出信号v<Sub>EA</Sub>经过锯齿波比较及驱动信号生成电路,输出占空比固定的驱动信号,实行定占空比控制。本发明减小了PFC变换器的储能电容容值,使用薄膜电容代替电解电容,提高了功率密度和变换器的工作寿命。(The invention discloses a DCM Buck PFC converter with large ripple output voltage, which comprises a main power circuit and a control circuit, wherein the control circuit comprises a voltage division sampling circuit, a voltage regulating circuit, a sawtooth wave comparison and drive signal generation circuit and an isolation drive circuit; the output end of the main power circuit is connected with the input end of the voltage division sampling circuit, the output end of the voltage division sampling circuit is connected with the input end of the voltage regulation circuit, the output end of the voltage regulation circuit is connected with the input end of the sawtooth wave comparison and drive signal generation circuit, the output end of the sawtooth wave comparison and drive signal generation circuit is connected with the input end of the isolation drive circuit, and the output end of the isolation drive circuit is connected with the main power circuit; the voltage dividing and sampling circuit is used for collecting output voltage data, and the voltage data is regulated by the voltage regulating circuit and the reference voltageOutput signal v EA The drive signal with fixed duty ratio is output through a sawtooth wave comparison and drive signal generation circuit, and the constant duty ratio control is carried out. The invention reduces the capacitance value of the energy storage capacitor of the PFC converter, uses the film capacitor to replace an electrolytic capacitor, and improves the power density and the service life of the converter.)

一种大纹波输出电压的DCM Buck PFC变换器

技术领域

本发明属于电能变换装置的交流-直流变换器技术，具体涉及一种大纹波输出电压的DCM Buck PFC变换器。

背景技术

传统Buck PFC变换器的储能电容一般使用电解电容，由于电解电容容值和体积比较大，使得变换器的工作寿命和功率密度较低，不能满足设计技术要求。为了解决变换器的储能电容容值比较大问题，出现了两级式Boost-flyback变换器，在输入电流中注入适量三次谐波，但是两级式Boost-flyback变换器为了保证输入功率因数不能低于0.9，三次谐波的含量不能过大，使得储能电容容值在整个90V～264V AC输入电压范围内仍然较大。为解决储能电容容值较大的问题而出现的两级式Boost-flyback变换器，虽然能减小变换器的储能电容容值，但是控制电路较复杂，控制效果不好，不能满足工业技术要求。

发明内容

本发明的目的在于提供一种控制电路简单、控制效果良好的大纹波输出电压的DCM Buck PFC变换器，并使在整个90V～264VAC输入电压范围内将储能电容容值有效减小，从而使用薄膜电容代替电解电容。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种大纹波输出电压的DCM降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括分压采样电路、电压调节电路、锯齿波比较及驱动信号生成电路和隔离驱动电路；主功率电路的输出端与分压采样电路的输入端相连，分压采样电路的输出端与电压调节电路的输入端相连，电压调节电路的输出端与锯齿波比较及驱动信号生成电路的输入端相连，锯齿波比较及驱动信号生成电路的输出端与隔离驱动电路的输入端相连，隔离驱动电路的输出端与主功率电路相连；使用分压采样电路采集输出电压数据，并由电压调节电路与基准电压进行调节，电压调节电路的输出信号v_EA经过锯齿波比较及驱动信号生成电路，输出占空比固定的驱动信号，实行定占空比控制。

进一步地，主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电路电感L、第一开关管Q、续流二极管D、输出电容C_o和恒功率负载R_cot；所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极与LC滤波器的输入负端口相连，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口相连，LC滤波器的输出正端口与第一开关管Q的一端相连，LC滤波器的输出负端口与续流二极管D的正极相连，LC滤波器的负端口为参考电位零点；第一开关管Q的另一端与续流二极管D的负极相连，并且与主电路电感L的一端相连，主电路电感L的另一端与输出电容C_o的正极和恒功率负载R_cot相连；输出电容C_o的负极与续流二极管D的正极相连；恒功率负载R_cot与分压采样电路(2)的输入端相连。

所述控制电路包括分压采样电路、电压调节电路、锯齿波比较及驱动信号生成电路和隔离驱动电路；所述分压采样电路包括第一分压电阻R₁和第二分压电阻R₂；分压采样电路的正向输入端经过第一分压电阻R₁与输出电压v_o的正端口相连，分压采样电路的反向输入端经过第二分压电阻R₂与输出电压v_o的负端口相连，分压采样电路的输出端口A与电压调节电路的输入端口B相连，电压调节电路的输出端口C与锯齿波比较及驱动信号生成电路的输入端口D相连；锯齿波比较及驱动信号生成电路的输出端口E与隔离驱动电路的输入端口F相连；隔离驱动电路的输出端口G与第一开关管Q相连。

将分压电阻的输出电压信号kv_o输入到电压调节电路中，经过电压调节电路得到电压闭环的误差信号v_EA，将误差信号v_EA直接输入到锯齿波比较及驱动信号发生电路，产生PWM波，从而控制第一开关管Q的开通和关断：

所述第一开关管Q的占空比D_Q为：

其中L为变换器主电感，f_s为变换器开关频率，P_o为输出功率，V_m为输入电压幅值，v_o为输出电压，θ₁、θ₂为工作死区角度。

所述电压调节电路包括第一运算放大器IC1、电阻R₃、第一电容C₁和第二电容C₂；所述第一运算放大器IC1的正向输入端与分压采样电路的输出端A相连，第一运算放大器IC1的反向输入端与基准电压相连，第一运算放大器IC1的正向输入端经过电阻R₃、第一电容C₁和第二电容C₂与输出端相连；第二电容C₂和电阻R₃与锯齿波比较及驱动信号生成电路的输入端相连。

所述锯齿波比较及驱动信号生成电路包括第二运算放大器IC2；所述第二运算放大器IC2的正向输入端与电压调节电路中第一运算放大器IC1的输出端相连，第二运算放大器IC1的反向输入端与锯齿波相连；第二运算放大器IC2的输出端与隔离驱动电路的输入端相连。

所述第一运算放大器IC1、第二运算放大器IC2中使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324型运算放大器。

所述电压调节电路和锯齿波比较及驱动信号生成电路可使用SG3525或UC3525型芯片，隔离驱动电路选用TLP250型的驱动芯片。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：1)使用定占空比控制的方式，可以在整个90V～264VAC输入电压范围内减少变换器的储能电容容值；2)简化了控制电路，提高了控制稳定性；3)使用薄膜电容代替电解电容，提高了电源功率密度，提高了变换器的工作寿命

附图说明

图1是本发明实施例中两级式Buck PFC变换器结构框图。

图2是本发明实施例中DCM Buck PFC变换器主电路图。

图3是本发明实施例中一个开关周期内DCM Buck PFC变换器的电感电流、开关管电流波形图。

图4是本发明实施例中DCM Buck PFC变换器的工作区间示意图。

图5是本发明实施例中a₁与V_m的关系曲线图。

图6是本发明实施例中a与C的关系曲线图。

图7是本发明实施例中b与C的关系曲线图。

图8是本发明实施例中临界电感值图。

图9是本发明实施例中V_{m_rms}＝110V，不同电容下的输入电流波形图。

图10是本发明实施例中V_{m_rms}＝220V，不同电容下的输入电流波形图。

图11是本发明实施例中V_{m_rms}＝110V，不同电容下的输出电压波形图。

图12是本发明实施例中V_{m_rms}＝220V，不同电容下的输出电压波形图。

图13是本发明实施例中C与PF的关系曲线图。

图14是本发明实施例中大纹波输出电压的DCM Buck PFC变换器的主功率电路结构及控制结构示意图。

上述图中的主要符号名称：v_in、电源电压。i_in、输入电流。RB、整流桥。v_g、整流后的输出电压。i_L、电感电流。L、电感。Q、开关管。D、二极管。C_o、输出滤波电容。R_cot、恒功率负载。v_o、输出电压。V_ref、输出电压反馈控制的基准电压。v_EA、输出电压反馈控制的误差电压信号输出。t、时间。ω、输入电压角频率。V_m、输入电压峰值。v_gs、开关管Q的驱动电压。D_Q、Buck变换器占空比。D_D、Buck工作阶段续流二极管续流占空比。T_s、变换器开关周期。f_s、变换器开关频率。PF、功率因数。I_{in_rms}、输入电流有效值。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

1DCM Buck PFC变换器的工作原理

图1是两级式Buck PFC变换器的结构框图。在两级式PFC变换器中，后级DC/DC变换器是前级PFC变换器的恒功率负载，因此两级式DCM Buck PFC变换器可简化为图2。

图2是DCM Buck PFC变换器主电路。

设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很大；3.开关频率远高于输入电压频率。

图3给出了DCM工作模式下一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形，

当输入电压v_g小于输出电压v_o时，第一开关管Q截止，续流二极管D截止，变换器不工作，处于死区。当输入电压v_g大于输出电压v_o时，第一开关管Q导通时，续流二极管D截止，电感L两端的电压为整流后的输出电压v_g-v_o，其电感电流i_L由零开始以(v_g-v_o)/L的斜率线性上升，整流后的输出电压v_g给输出滤波电容C_o和负载供电。当第一开关管Q关断时，电感电流i_L通过续流二极管D续流，此时电感L两端的电压为-v_o，电感电流i_L以v_o/L的斜率下降，并且电感电流i_L可以在新的一周期开始前下降到零，输出滤波电容C_o给负载供电。

不失一般性，定义输入交流电压v_in的表达式为：

v_in＝V_m sin ωt (1)

其中V_m和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。

则输入电压整流后的电压为：

v_g＝V_m|sin ωt| (2)

在一个开关周期内，电感电流峰值i_L__pk为：

其中D_Q为开关管导通占空比，T_s为开关周期，v_o为输出电压。

在每个开关周期内，L两端的伏秒面积平衡，即

(v_g-v_o)D_QT_s＝v_oD_DT_s (4)

其中，D_D为Buck工作阶段续流二极管续流占空比。

由式(2)和式(4)可得：

根据式(3)和图3，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：

Buck PFC变换器只有在整流后的输入电压v_g大于输出电压v_o时，开关管Q才开始承受正向电压，才能够被触发导通，即输入电流i_in存在死区，死区大小由输入电压和输出电压决定。图4给出了Buck变换器的工作区间示意图，Buck变换器的工作区间为(θ₁，θ₂)。

根据式(6)和图4可得DCM Buck PFC变换器的输入电流i_in表达式为：

根据式(1)和式(7)可以求出变换器在半个工频周期内输入功率的平均值P_in为：

设定变换器效率为100％，即P_in＝P_o。由式(8)可得占空比D_Q为：

根据图3可得到一个开关周期内电感电流表达式为：

根据式(10)可得一个开关周期内储能电容电流表达式为：

根据式(11)可得输出电压纹波表达式为：

上式中，t_on＝D_QT_s，为开关管导通时间；t_off＝D_DT_s，为电感电流下降时间。由于工频周期远远大于开关周期(T_line>>T_s)，可认为v_g、v_o以及i_o在一个开关周期内为一个恒值，故根据式(12)可得：

根据式(13)可知，当增大输出电压纹波时，可以减少储能电容容值。

2增大电压纹波法

2.1输出电压瞬时表达式

输出电容储存的能量可表示为：

根据式(1)、式(7)、式(9)和式(14)，可得：

根据式(15)，可得分界点时刻的关系：

根据式(15)和式(16)，可得输出电压表达式为：

根据积分中值推广形式(第一定理)内容：如果函数f(x)、g(x)在闭区间[a，b]上连续，且g(x)在[a，b]上不变号，则在积分区间(a，b)上至少存在一个点ε，使：

根据上述定理，v_o(ωt)、sin(ωt)在[θ₁，θ₂]上连续，且sin(ωt)在[θ₁，θ₂]上不变号，则在积分区间(θ₁，θ₂)上至少存在一个时刻x，使：

为了使v_{o_x}满足积分中值定理的条件，近似取：

将式(19)、式(20)代入式(17)，可得：

此时v_o(ωt)中只有两个死区点θ₁和θ₂是未知参数，但是根据式(16)可知，当θ₁确定时，θ₂也随之确定，因此只需求解θ₁，为了找出θ₁与V_m、C的关系，作出V_{m_rms}＝90～264V、C＝123～984uF的Saber仿真。具体的数据如表1所示。为了便于分析，θ₁＝a₁﹒π。

表1V_{m_rms}＝90～264V、C＝123～984uF的a₁值

根据表1，可得不同容值下，a₁与V_m的关系如图5所示。不同电容下，a₁与V_m的关系总体趋势是相同的，且与乘幂函数的趋势接近。于是采用乘幂函数类型对其拟合。拟合的表达式为：

拟合表达式中的a、b均与C有关，根据表2将a、b二次拟合。

表2C与a、b的关系

a与C的拟合曲线如图6所示，b与C的拟合曲线如图7所示。可得a，b关于C的表达式为：

式(23)中a的系数值A₀～A₅如表3所示，b的系数值B₀～B₆如表4所示。

表3a的系数值A₀～A₅

表4b的系数值B₀～B₆

根据式(24)，θ₁已经求解出，因此输出电压瞬时表达式可由式(21)表示。

根据式(21)和式(7)，可得输入电流表达式：

根据式(1)和式(7)可得功率因数表达式：

根据式(26)、式(25)、式(24)和式(1)可得PF关于C值的变化表达式：

2.2控制电路

通过观察可以发现D_Q是关于V_m的函数，在控制D_Q的值时，我们只需要保证输出电压v_o的平均值为一个定值，通过电压闭环地自动调节，就可以得到我们理论计算的占空比，具体为式(9)。根据式(9)所示的占空比，可以设计出如图14所示的控制电路图。将采集到的输出电压信号kv_o输入到电压调节电路中，经过电压调节电路得到电压闭环的误差信号v_EA，将误差信号v_EA直接输入到锯齿波比较电路及驱动信号生成电路，得到驱动信号，驱动信号经过隔离驱动电路控制开关管的导通和关断。

结合图14，主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电路电感L、第一开关管Q、续流二极管D、输出电容C_o和恒功率负载R_cot；所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极与LC滤波器的输入负端口相连，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口相连，LC滤波器的输出正端口与第一开关管Q的一端相连，LC滤波器的输出负端口与续流二极管D的正端口连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点；主电路电感L的一端与第一开关管Q的另一端连接，并且与续流二极管D的负端口连接，主电路电感L的另一端与输出电容C_o的正极和恒功率负载R_cot相连；输出电容C_o的负极与续流二极管D的正极相连；恒功率负载R_cot与分压采样电路的输入端相连。

进一步地，所述控制电路包括分压采样电路、锯齿波比较及驱动信号生成电路和隔离驱动电路；所述分压采样电路包括第一分压电阻R₁和第二分压电阻R₂；所述分压采样电路的正向输入端经过第一分压电阻R₁与输出电压v_o的正端口相连，分压采样电路的反向输入端经过第二分压电阻R₂与输出电压v_o的负端口相连，分压采样电路的输出端口A与电压调节电路的输入端口B相连；电压调节电路的输出端口C与锯齿波比较及驱动信号生成电路输入端口D相连；锯齿波比较及驱动信号生成电路的输出端口E与隔离驱动电路的输入端口F相连，隔离驱动电路的输出端口G与第一开关管Q相连。

进一步地，所述电压调节电路包括第一运算放大器IC1、电阻R₃、第一电容C₁和第二电容C₂；所述第一运算放大器IC1的正向输入端与分压采样电路的输出端A相连，第一运算放大器IC1的反向输入端与基准电压相连，第一运算放大器IC1的正向输入端经过电阻R₃、第一电容C₁和第二电容C₂与输出端相连；第二电容C₂和电阻R₃与锯齿波比较及驱动信号生成电路的输入端相连。

进一步地，所述锯齿波比较及驱动信号生成电路包括第二运算放大器IC2；所述第二运算放大器IC2的正向输入端与电压调节电路中第一运算放大器IC1的输出端相连，第二运算放大器IC1的反向输入端与锯齿波相连；第二运算放大器IC2的输出端与隔离驱动电路的输入端相连。

进一步地，将采集到的输出电压信号kv_o输入到电压调节电路中，输出电压信号与基准电压比较，得出电压闭环的v_EA，将v_EA信号输入锯齿波比较及驱动信号生成电路，得到驱动信号，并将此驱动信号经过隔离驱动电路直接控制第一开关管Q的开通与关断。

进一步地，所述第一运算放大器IC1、第二运算放大器IC2中使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324等型号的运算放大器。

进一步地，所述电压调节电路和锯齿波比较及信号生成电路可使用SG3525或UC3525等型号的驱动芯片，隔离驱动电路可选用TLP250等型号的驱动芯片。

3性能分析

3.1电感值的设计

为了使Buck PFC变换器完全工作在DCM状态下，电感电流必须在下一个开关周期开关管导通前下降到0，即必须满足：

D_Q+D_D＜1 (28)

其中D_Q为开关管导通占空比，D_D为续流二极管导通占空比。

根据式(5)和式(9)可得Buck工作阶段的临界连续模式下的最小电感值表达式为：

当储能电容容值比较大时，输出电压纹波相对于其直流分量较小，可以忽略，则有

根据变换器参数和式(28)-(29)可以画出临界电感值随输入电压变化的曲线，如图8所示。临界连续电感的最小值为34uH，考虑裕量，选取25uH的电感值。

3.2输入电流波形

由式(25)可以作出不同输出电容下，半个工频周期内输入电流的波形，如图9、图10所示。

图9为V_{m_rms}＝110V，不同电容下的输入电流波形；图10为V_{m_rms}＝220V，不同电容下的输入电流波形。同一输入电压下，当储能电容的容值较小时，输入电流的波形会发生前倾现象，当输入电压增大时，输入电流的前倾现象得到缓解。比较图10和图11可得，当输入电压增大时，输入电流的死区会减小，且输入电流的幅值也会随着输入电压的增大而减小。

3.3输出电压波形

根据式(21)，可以作出v_o的理论近似曲线如图11、图12所示。同一输入电压下，输出电压纹波随着储能电容的容值减少而增大，符合式(13)的理论变化规律。根据图11和图12，可以得出输入电压的变化对输出电压纹波影响较小。电容的变化是影响输出电压纹波的主要因素。

3.4功率因数

根据式(27)，可作出功率因数与电容容值的关系，如图13所示。根据图13，可知，功率因数随着电容容值增大而增大，随着输入电压的增大而增大。

3.5储能电容容值的选取原则

减小储能电容容值能延长电源使用寿命并且减小电容体积，提高功率密度，但却以降低PF为代价，图13已经分析PF与C的关系，因此选取电容时不得不考虑PF。Buck变换器正常工作的条件是整流电压v_g大于输出电压v_o，当电容很小时，电压纹波很大，很难满足正常工作条件。假设纹波电压是关于输出电压平均值对称的，则纹波电压峰峰值为：

ΔV_o＜2(V_m-V_o) (31)

因此，电容的选取原则有两条：1、功率因数高于0.9；2、ΔV_o<2(V_m-V_o)。本文选取的储能电容的容值为120uF，那么此时的120uF的电解电容可以用120uF的薄膜电容进行代替，从而提高变换器的工作寿命以及功率密度。

综上所述，本发明的大纹波输出电压的DCM Buck PFC变换器，采用增大电压纹波的方法，实现了减少储能电容容值并使用薄膜电容代替电解电容，使得变换器提高了功率密度，并延长了变换器的工作寿命。