阅读说明：本技术 一种快速动态响应控制的电流断续模式Buck PFC变换器 (Current discontinuous mode Buck PFC converter controlled by fast dynamic response ) 是由 刘乐 姚凯 王泽松 李家镇 高阳 杨坚 刘劲滔 于 2020-04-30 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种快速动态响应控制的电流断续模式Buck PFC变换器,包括主功率电路和控制电路,其中控制电路包括输出电压采样电路、输出电流采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块和隔离驱动电路；DSP模块的ADC子模块采集输出电压和输出电流数据,并通过相关模块计算产生驱动信号；当检测到变换器的输出负载发生变化时,EPWM子模块根据k<Sub>c</Sub>＝P<Sub>o</Sub> f<Sub>s</Sub>(k<Sub>c</Sub>为一常数)计算得到开关频率立即改变驱动信号的频率,EPWM子模块输出驱动信号,实现DCM Buck PFC变换器的快速动态响应。本发明在输出负载变化时可以保持输出电压误差信号v<Sub>ea</Sub>不变,通过变频迅速改变占空比,提高输出负载的动态响应。(The invention discloses a fast dynamic response controlled current discontinuous mode Buck PFC converter, which comprises a main power circuit and a control circuit, wherein the control circuit comprises an output voltage sampling circuit, an output current sampling circuit, a first amplitude limiting circuit, a second amplitude limiting circuit, a DSP module and an isolation driving circuit; an ADC submodule of the DSP module collects output voltage and output current data and generates a driving signal through calculation of a relevant module; when detecting that the output load of the converter changes, the EPWM sub-module is according to k c ＝P o f s (k c Constant) to obtain the switching frequency, and the frequency of the driving signal is immediately changed, and the EPWM sub-module outputs the driving signal to realize the quick dynamic response of the DCM Buck PFC converter. The invention can keep the output voltage error signal v when the output load changes ea The duty ratio is changed rapidly through frequency conversion without changing, and the dynamic response of the output load is improved。)

一种快速动态响应控制的电流断续模式Buck PFC变换器

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术，具体为一种快速动态响应控制的电流断续模式Buck PFC变换器。

背景技术

传统Buck PFC变换器由于输出电压含有较大的二倍工频纹波，为了提高变换器的功率因数，需要设置较低的电压环穿越频率(一般仅为10～20Hz)，严重制约了变换器的动态性能。当输出负载突然减小时，输出电压将有上升的趋势，此时控制环路将通过减小占空比来减少开关管Q的导通时间，以减小电感L的电流，而占空比的调节速度受到PFC变换器的闭环带宽影响，无法对占空比进行快速调节，这需要几个工频周期电感电流的减小来慢慢使它调整。从控制理论来看，如若能够保证D_Q恒定，则输出电压不会随着输出负载增大减小而发生欠调和过冲。

发明内容

本发明的目的在于提供一种快速动态响应控制的电流断续模式Buck PFC变换器。变换器稳态时采用单电压环控制，当检测到输出负载变化，变换器可通过计算得到开关频率并立即改变驱动信号的频率大小，从而实现快速动态响应控制以改善输出负载切换阶段的动态响应性能。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种快速动态响应控制的电流断续模式BuckPFC变换器，包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括输出电压采样电路、输出电流采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块和隔离驱动电路；使用DSP模块的ADC子模块采集输出电压和输出电流数据，并进行相关模块处理，由其EPWM子模块输出驱动信号，实现DCM Buck PFC变换器的快速动态响应。

进一步地，主功率电路输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、电感L、开关管Q、续流二极管D、输出电容C_o、输出负载R_L和输出电流采样电阻R_s；所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口相连，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口相连，整流桥RB的输出负端口与LC滤波器的输入负端口相连，LC滤波器的输出正端口与电感L的一端和续流二极管D的负极相连，LC滤波器的输出负端口与开关管Q的源极相连，LC滤波器的负端口为参考电位零点；电感L的另一端与输出电容C_o的正极和输出负载R_L的一端相连；输出电容C_o的负极与输出负载R_L的一端和输出电流采样电阻R_s的一端相连，输出电流采样电阻R_s的另一端与续流二极管D的正极和开关管Q的漏极相连。

进一步地，所述控制电路包括输出电压采样电路、输出电流采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块和隔离驱动电路；所述输出电压采样电路的正向输入端经过第一电阻R₁与输出电压V_o的正端口相连，输出电压采样电路的反向输入端直接与输出电压V_o的负端口相连，输出电压采样电路的输出端口C与第一限幅电路的输入端口1相连，第一限幅电路的输出端口2与DSP模块的输入端口ADCA0相连；输出电流采样电路的正向输入端直接与输出电流采样电阻R_s的一端相连，输出电流采样电路的反向输入端直接与输出电流采样电阻R_s的另一端相连，输出电流采样电路的输出端口E与第二限幅电路的输入端口3相连，第二限幅电路的输出端口4与DSP模块的输入端口ADCA1相连；DSP模块的输出端口EPWM与隔离驱动电路的输入端口1相连，DSP模块的输出端口EPWM与隔离驱动电路的输入端口1相连；隔离驱动电路的输出端口2与开关管Q相连。

进一步地，所述DSP模块包含输出电压采样模块、输出电流采样模块、第一低通滤波模块、第二低通滤波模块、PID模块、工作频率计算模块、COMPA计算模块和EPWM波计算模块；将ADCA0采集到的输出电压信号经过输出电压采样模块和第一低通滤波模块得到输出电压V_o的值，经过PID模块得到电压闭环的误差信号v_ea，将误差信号v_ea直接用于COMPA计算模块进行计算；将ADCA1采集到的输出电流信号经过输出电流采样模块和第二低通滤波模块得到输出电流I_o的值，输出电流I_o和输出电压V_o作为工作频率计算模块的输入，计算得到能够快速响应输出负载变化的工作频率f_s；将由COMPA计算模块得到的COMPA和工作频率计算模块得到的f_s输入至EPWM波计算模块中，由EPWM波计算模块最终得到EPWM。

所述工作频率算法为k_c＝P_o f_s，检测到的变换器输出负载变化后计算得到开关频率，并立即改变驱动信号的频率大小，从而实现快速动态响应控制以改善输出负载切换阶段的动态响应性能。

进一步地，所述输出电压采样电路包括霍尔电压传感器，第一运算放大器IC1和第二运算放大器IC2；所述霍尔电压传感器的正向输入端经过第一电阻R₁与输出电压V_o的正端相连，霍尔电压传感器的负向输入端与输出电压V_o的负端直接相连，霍尔电压传感器的正向输出端与第二电阻R₂的一端和第一运算放大器IC1的正向输入端相连，霍尔电压传感器的反向输出端与第二电阻R₂的另一端相连并接地；第一运算放大器IC1的反向输入端与输出端直接相连，第一运算放大器IC1的输出端经过第三电阻R₃与第二运算放大器IC2的反向输入端相连；第二运算放大器IC2的反向输入端经过第五电阻R₅与输出端相连，第二运算放大器IC2的正向输入端经过第四电阻R₄与+2.5V电压相连，并且第二运算放大器IC2的正向输入端经过第六电阻R₆与地相连，第二运算放大器IC2的输出端经过第七电阻R₇与第一限幅电路(4)的输入端1相连，第七电阻R₇的C端口经过电容C₁与地相连。

进一步地，所述输出电流采样电路(3)包括电流隔离放大电路、第三运算放大器IC3；所述电流隔离放大电路的正向输入端VINP直接与输出电流采样电阻R_s的一端相连，电流隔离放大电路的负向输入端VINN直接与输出电流采样电阻的另一端相连，并且电流隔离放大电路的负向输入端VINN与电流隔离放大电路的GND相连并接地，电流隔离放大电路的正向输出端VOUTP经过第九电阻R₉与第三运算放大器IC3的同向输入端相连，电流隔离放大电路的负向输出端VOUTN经过第八电阻R₈与第三运算放大器IC3的反向输入端相连；第三运算放大器IC3的反向输入端经过第十电阻R₁₀与输出端相连，第三运算放大器IC3的同向输入端经过第十二电阻R₁₂接地，第三运算放大器IC3的输出端经过第十一电阻R₁₁与第二限幅电路(5)的输入端3相连，第十一电阻R₁₁的E端口经过电容C₂与地相连。

进一步地，所述第一运算放大器IC1、第二运算放大器IC2和第三运算放大器IC3中使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324等型号的运算放大器。

进一步地，所述DSP模块可使用DSP28335或DSP28377等MCU芯片，第一限幅电路和第二限幅电路可选用BAV99等型号的开关二极管，隔离驱动电路可选用TLP250等型号的驱动芯片。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)改善了电流断续模式的Buck PFC变换器的动态响应，减小Buck PFC变换器在输出负载切换时的电压过冲或欠调，减小了动态调节时间。(2)具有较强的扩展性，适用于电流断续工作模式的其他PFC变换器拓扑。

附图说明

图1为本发明实施例中Buck PFC变换器主电路示意图。

图2本发明实施例中一个开关周期内电流断续模式Buck变换器的开关管电流和电感电流波形图。

图3本发明实施例中占空比在不同输入电压下的变化曲线图。

图4为传统Buck PFC变换器控制方法的动态响应波形图。

图5为本发明的动态响应波形图。

图6本发明实施例中的电路结构及控制结构示意图。

图7为本发明实施例中DSP模块的计算流程图。

上述图中的主要符号名称：v_in、输入电压。i_in、输入电流。RB、整流桥。v_g、整流后的输入电压。L、电感。Q、开关管。D、续流二极管。C_o、输出滤波电容。R_L、输出负载。R_s、输出电流采样电阻。V_o、输出电压平均值。i_L、电感电流。i_Q、开关管电流。i_{in_pk}、输入电流峰值。v_ea、输出电压反馈控制的误差电压信号输出。t、时间。ω、输入电压角频率。V_m、输入电压峰值。v_gs、开关管Q的驱动电压。i_o、输出电流瞬时值。v_o、输出电压瞬时值。D_Q、开关管Q的占空比。D_D、续流二极管D的续流占空比。T_s、变换器开关周期。f_s、变换器开关频率。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

1 DCM Buck PFC变换器的工作原理

图1是Buck PFC变换器主电路。

设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。

图2给出了电流断续模式Buck变换器一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形图。当开关管Q导通时，续流二极管D截止，电感L两端的电压为整流后的输出电压v_g-V_o，其电流i_L由零开始以(v_g-V_o)/L的斜率线性上升，电感L和输出滤波电容C_o储能。当开关管Q关断时，电感电流i_L通过续流二极管D续流，此时电感L两端的电压为-V_o，电感电流i_L以V_o/L的斜率下降，并且电感电流i_L可以在新的一周期开始前下降到零。当电感能力释放完毕，续流二极管D截止，输出滤波电容C_o向输出负载释放能量。

不失一般性，定义输入电压v_in的表达式为

v_in＝V_msinωt (1)

其中V_m为输入电压的幅值，ω为输入电压的角频率，t为时间。

输入电压经过整流桥整流、LC滤波器隔离后，得到整流后的输入电压v_g为

v_g＝V_m·|sinωt| (2)

根据上述分析，一个开关周期内的电感电流峰值i_{L_pk}为

其中D_Q为开关管的占空比，T_s为开关周期。

一个开关周期内的开关管电流平均值i_{Q_ave}为

当输入整流电压v_g高于输出电压V_o时，Buck变换器才会工作，因此变换器在工频周期内存在不工作的情况，我们定义这段时间为死区时间，记为θ。根据变换器工作原理可知，在正半周工频周期内，输入电流与开关管电流平均值相等；在负半周工频周期内，输入电流与负开关管电流平均值相等。输入电流表达式为：

其中死区角θ＝arcsin(V_o/V_m)。

假设变换器的效率为1，即P_in＝P_o

由式(6)可以得到占空比的表达式为：

图3给出了占空比在不同输入电压下的变化曲线图。

当输入电压恒定时，保证k_c＝P_o f_s可使占空比在输出负载变化时保持恒定，变换器可以通过频率的变化提高输出负载动态响应。

图4给出了传统Buck PFC变换器控制方法的动态响应波形图。由该图可知，动态时波动较大，恢复时间长。

图5给出了本发明的动态响应波形图。可见通过本发明方法进行控制的变换器，动态时，输出电压波动很小。

2控制电路

根据k_c＝P_o f_s，可以设计出如图6所示的控制电路图和如图7所示的DSP的计算流程图。将ADCA0采集到的输出电压信号和ADCA1采集到的输出电流信号输入到DSP模块6中，输出电压信号经过输出电压采样模块和第一低通滤波模块得到输出电压V_o的值，经过PID模块得到电压闭环的误差信号v_ea，将误差信号v_ea直接用于COMPA计算模块进行计算；输出电流信号经过输出电流采样模块和第二低通滤波模块得到输出电流I_o的值，输出电流I_o和输出电压V_o作为工作频率计算模块的输入，计算得到能够快速响应输出负载变化的工作频率f_s；将由COMPA计算模块得到的COMPA和工作频率计算模块得到的f_s输入至EPWM波计算模块中，由EPWM波计算模块最终得到EPWM，从而实现快速的输出负载动态响应。

结合图6和图7，主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、电感L、开关管Q、续流二极管D、输出电容C_o输出负载R_L和输出电流采样电阻R_s；所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口相连，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口相连，整流桥RB的输出负端口与LC滤波器的输入负端口相连，LC滤波器的输出正端口与电感L的一端和续流二极管D的负极相连，LC滤波器的输出负端口与开关管Q的源极相连，LC滤波器的负端口为参考电位零点；电感L的另一端与输出电容C_o的正极和输出负载R_L的一端相连；输出电容C_o的负极与输出负载R_L的一端和输出电流采样电阻R_s的一端相连，输出电流采样电阻R_s的另一端与续流二极管D的正极和开关管Q的漏极相连。

进一步地，所述控制电路包括输出电压采样电路2、输出电流采样电路3、第一限幅电路4、第二限幅电路5、DSP模块6和隔离驱动电路7；所述输出电压采样电路2的正向输入端经过限流电阻R₁与输出电压V_o的正端口相连，输出电压采样电路2的反向输入端直接与输出电压V_o的负端口相连，输出电压采样电路2的输出端口C与第一限幅电路4的输入端口1相连，第一限幅电路的输出端口2与DSP模块6的输入端口ADCA0相连；输出电流采样电路3的正向输入端直接与输出电流采样电阻R_s的一端相连，输出电流采样电路3的反向输入端直接与输出电流采样电阻R_s的另一端相连，输出电流采样电路3的输出端口E与第二限幅电路5的输入端口3相连，第二限幅电路5的输出端口4与DSP模块6的输入端口ADCA1相连；DSP模块6的输出端口EPWM与隔离驱动电路7的输入端口1相连，隔离驱动电路7的输出端口2与开关管Q相连。

进一步地，所述DSP模块6包含输出电压采样模块、输出电流采样模块、第一低通滤波模块、第二低通滤波模块、PID模块、工作频率计算模块、COMPA计算模块和EPWM波计算模块；将ADCA0采集到的输出电压信号经过输出电压采样模块和第一低通滤波模块得到输出电压V_o的值，经过PID模块得到电压闭环的误差信号v_ea，将误差信号v_ea直接用于COMPA计算模块进行计算；将ADCA1采集到的输出电流信号经过输出电流采样模块和第二低通滤波模块得到输出电流I_o的值，输出电流I_o和输出电压V_o作为工作频率计算模块的输入，计算得到能够快速响应输出负载变化的工作频率f_s；将由COMPA计算模块得到的COMPA和工作频率计算模块得到的f_s输入至EPWM波计算模块中，由EPWM波计算模块最终得到EPWM；

所述工作频率算法为k_c＝P_o f_s，检测到的变换器输出负载变化后计算得到开关频率，并立即改变驱动信号的频率大小，从而实现快速动态响应控制以改善输出负载切换阶段的动态响应性能。

进一步地，所述输出电压采样电路2包括霍尔电压传感器，第一运算放大器IC1和第二运算放大器IC2；所述霍尔电压传感器的正向输入端经过第一电阻R₁与输出电压V_o的正端相连，霍尔电压传感器的负向输入端与输出电压V_o的负端直接相连，霍尔电压传感器的正向输出端与第二电阻R₂的一端和第一运算放大器IC1的正向输入端相连，霍尔电压传感器的反向输出端与第二电阻R₂的另一端相连并接地；第一运算放大器IC1的反向输入端与输出端直接相连，第一运算放大器IC1的输出端经过第三电阻R₃与第二运算放大器IC2的反向输入端相连；第二运算放大器IC2的反向输入端经过第五电阻R₅与输出端相连，第二运算放大器IC2的正向输入端经过第四电阻R₄与+2.5V电压相连，并且第二运算放大器IC2的正向输入端经过第六电阻R₆与地相连，第二运算放大器IC2的输出端经过第七电阻R₇与第一限幅电路4的输入端1相连，第七电阻R₇的C端口经过电容C₁与地相连。

所述输出电流采样电路3包括电流隔离放大电路、第三运算放大器IC3；所述电流隔离放大电路的正向输入端VINP直接与输出电流采样电阻R_s的一端相连，电流隔离放大电路的负向输入端VINN直接与输出电流采样电阻R_s的另一端相连，并且电流隔离放大电路的负向输入端VINN与电流隔离放大电路的GND相连并接地，电流隔离放大电路的正向输出端VOUTP经过第九电阻R₉与第三运算放大器IC3的同向输入端相连，电流隔离放大电路的负向输出端VOUTN经过第八电阻R₈与第三运算放大器IC3的反向输入端相连；第三运算放大器IC3的反向输入端经过第十电阻R₁₀与输出端相连，第三运算放大器IC3的同向输入端经过第十二电阻R₁₂接地，第三运算放大器IC3的输出端经过第十一电阻R₁₁与第二限幅电路5的输入端3相连，第十一电阻R₁₁的E端口经过电容C₂与地相连。

进一步地，所述第一运算放大器IC1、第二运算放大器IC2和第三运算放大器IC3中使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324等型号的运算放大器。

进一步地，所述DSP模块6可使用DSP28335或DSP28377等MCU芯片，限幅电路4和限幅电路5可选用BAV99等型号的开关二极管，隔离驱动电路7可选用TLP250等型号的驱动芯片。