阅读说明：本技术 一种基于变电感的频率优化控制的crm升压变换器 (CRM boost converter based on variable inductance frequency optimization control ) 是由 刘劲滔 姚凯 刘乐 王泽松 李家镇 高阳 杨坚 于 2020-04-30 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种基于变电感的频率优化控制的CRM升压变换器,包括主功率电路、CRM控制和驱动电路、输出电压反馈电路、乘法器、整流后输入电压分压电路和可变电感控制电路,其中整流后输入电压分压电路的输出端连接乘法器的输入端,输出电压反馈电路的输出端连接乘法器的另一个输入端,乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路的一个输入端；可变电感控制电路通过施加的不同偏置电流来改变主功率电路中的可变电感的电感值。本发明实现了CRM升压PFC变换器开关频率变化范围的减小,变换器效率的提高,同时还能实现单位功率因数。(The invention discloses a variable inductance based CRM boost converter with frequency optimization control, which comprises a main power circuit, a CRM control and drive circuit, an output voltage feedback circuit, a multiplier, a rectified input voltage divider circuit and a variable inductance control circuit, wherein the output end of the rectified input voltage divider circuit is connected with the input end of the multiplier, the output end of the output voltage feedback circuit is connected with the other input end of the multiplier, and the output end of the multiplier is connected with one input end of the CRM control and drive circuit; the variable inductance control circuit varies the inductance value of the variable inductance in the main power circuit by applying different bias currents. The invention realizes the reduction of the change range of the switching frequency of the CRM boost PFC converter, improves the efficiency of the converter and can realize the unit power factor.)

一种基于变电感的频率优化控制的CRM升压变换器

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术，特别是一种基于变电感的频率优化控制的CRM升压变换器。

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。

有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Boost PFC变换器是常用的PFC变换器之一。其中CRM Boost PFC变换器一般应用在中小功率场合，其优点是开关管零电流开通、升压二极管无反向恢复、PF高等，但是其开关频率随输入电压和负载的变化而变化，电感和EMI滤波器的设计较复杂。

针对CRM Boost PFC变换器开关频率变化范围大这一缺点，姚凯在《CriticalConduction Mode Boost PFC Converter With Fixed Switching FrequencyControl》一文中提出通过在输入电流中注入适量的谐波，使得宽电压范围内开关频率变化范围大幅度减小。这种方法输入电流的谐波均满足IEC 61000-3-2Class D标准，同时开关频率最大值与最小值之比也由原来的15倍左右降低到2倍左右。但是，该研究方法控制电路复杂，同时在输入电压较高时，功率因数下降越明显，大大增加了对电网的谐波污染。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于变电感的频率优化控制的CRM升压变换器，克服了传统控制下CRM升压PFC变换器开关频率变化范围大的问题，提高了变换器的效率，同时还能保证单位功率因数。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于变电感的频率优化控制的CRM升压变换器，包括主功率电路和控制电路；

所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、可变电感L_bVI、开关管Q_b、二极管D_b、滤波电容C和负载R_Ld；所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与可变电感L_bVI的一端连接，可变电感L_bVI另一端分别接入开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极，二极管D_b的阴极分别与滤波电容C的一端和负载R_Ld的一端连接，滤波电容C的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；主功率电路中升压电感为可变电感L_bVI,在输入电压有效值90VAC-110.3VAC范围内通固定的偏置电流调整电感值至0.767mH，在110.3VAC-249VAC范围内不通偏置电流电感值为1.0304mH，在249VAC-264VAC范围内通固定的偏置电流调整电感值至0.645mH，就能够保证开关频率始终大于30kHz。新的控制既保持了传统定导通时间控制能实现单位功率因数的优点，又通过提高临界电感值减小了开关频率的变化范围，提升了变换器的整体性能。

所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路、输出电压反馈电路、整流后输入电压分压电路、乘法器和可变电感控制电路；所述CRM控制和驱动电路的输出端与开关管Q_b的门极连接；输出电压反馈电路输入端连接主功率电路的输出电压V_o的正极，输出端连接乘法器的一个输入端；整流后输入电压分压电路的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接乘法器的另一个输入端；乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路的一个输入端；可变电感控制电路的输入端与整流后输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接到可变电感L_bVI上。

进一步地，所述的CRM控制和驱动电路包括电感L_z、第六电阻R_z、第七电阻R_t、第八电阻R_d、过零检测、RS触发器、驱动和第一运算放大器A₁；

所述电感L_z的一端连接参考点电位零点，另一端连接第六电阻R_z的一端，其中电感L_z连接参考电位零点的一端与主功率电路中可变电感L_bVI连接二极管整流电路RB输出正极的一端为同名端；第六电阻R_z的另一端连接过零检测的输入端，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接；乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路中第一运算放大器A₁的同相输入端；第七电阻R_t的一端连接参考电位零点，另一端连接开关管Q_b的源极和第一运算放大器A₁的反相输入端，第一运算放大器A₁的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端通过驱动与第八电阻R_d串联后，接入开关管Q_b的门极。

进一步地，所述的输出电压反馈电路包括第二运算放大器A₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅和电容C₁；

所述第三电阻R₃的一端与主功率电路的输出电压V_o的正极连接，第三电阻R₃的另一端与第四电阻R₄的一端和第二运算放大器A₂的反向输入端连接，第四电阻R₄的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A₂的正向输入端与参考电压相连，输出端连接乘法器的一个输入端。

进一步地，所述的整流后输入电压分压电路包括第一电阻R₁和第二电阻R₂；

所述第一电阻R₁的一端与整流后输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一端与第二电阻R₂的一端连接，第二电阻R₂的另一端与参考点位零点连接。

进一步地，所述的乘法器包括乘法器；

所述乘法器的一个输入端与输出电压反馈电路的输出端连接，另一个输入端连接到输入电压分压电路的输出端。

进一步地，所述的可变电感控制电路包括峰值采样、TMS320F28377D芯片；

所述峰值采样的输入端与整流后输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接TMS320F28377D芯片的ADC输入端，TMS320F28377D芯片的DAC1输出端口与可变电感L_bVI相连接。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)在控制下，变换器的功率因数仍为1，且控制电路简单；(2)除了264VAC电压时临界电感值和传统控制一样，其他输入电压下都能通过变电感技术都使得开关频率的变化范围大大降低；(3)宽电压范围内的最低频率恒定为30kHz；(4)简化了EMI滤波器和电感的设计，改善了输入滤波效果，同时减小了开关损耗和磁芯损耗，提高了变换器效率。

附图说明

图1是本发明实施例中基于可变电感的频率优化控制的CRM升压变换器的电路结构示意图。

图2是本发明实施例中Boost PFC变换器主电路示意图。

图3是本发明实施例中CRM Boost PFC变换器的电感电流波形图。

图4是本发明实施例中半个工频周期内CRM Boost PFC变换器的电感电流波形图。

图5是本发明实施例中宽输入电压范围内的电感值变化曲线图。

图6是本发明实施例中宽输入电压范围内开关频率最小值变化曲线图。

图7是本发明实施例中传统控制结合变电感控制下的最小开关频率变化曲线图。

图8是本发明实施例中基于可变电感的频率优化控制下最小开关频率的变化曲线图。

图9是本发明实施例中主功率电路中可变电感L_bVI的基本模型图。

图10是本发明实施例中不同输入电压下的临界电感值变化曲线图。

图11是本发明实施例中两种控制下宽输入电压范围内开关频率最小值变化曲线图。

图12是本发明实施例中两种控制下半个工频周期内开关频率变化曲线图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

1 CRM Boost PFC变换器的工作原理

图2是Boost PFC变换器主电路。

设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；

3.开关频率远高于输入电压频率。

图3为CRM时一个开关周期中的电感电流波形。当Q_b导通时，D_b截止，升压电感L_b两端的电压为v_g，电感电流i_Lb由零开始以v_g/L_b的斜率线性上升；当Q_b关断时，i_Lb通过D_b续流，此时L_b两端的电压为v_g－V_o，i_Lb以(V_o－v_g)/L_b的斜率下降，由于Boost变换器工作在CRM模式，因此在i_Lb下降到零时，开关管Q_b开通，开始新的开关周期。

不失一般性，定义输入交流电压v_in的表达式为：

v_in＝V_m sin ωt (1)

其中V_m和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率；

那么输入电压整流后的电压v_g为：

v_g＝V_m·|sin ωt| (2)

在一个开关周期内，电感电流峰值i_{Lb_pk}为：

其中t_on为Q_b的导通时间；

在每个开关周期内，升压电感L_b两端的伏秒面积平衡，所以Q_b的关断时间t_off为：

从图3可以看出，每个开关周期内，电感电流的平均值i_{Lb_av}为其峰值的一半，由式(3)可得：

由式(5)可知，如果在一个工频周期内，导通时间t_on是固定的，那么电感电流的平均值为正弦形式，即输入功率因数为1。从式(4)可以看出，关断时间t_off是随输入电压瞬时值变化的，即一个工频周期中开关频率不断变化。

图4为在半个工频周期内电感电流、峰值包络线和平均值的波形。

由式(5)和图2可以看出，输入电流i_in为：

设定变换器的输出功率为P_o，效率为1，由输入输出功率平衡可得：

由式(7)可得导通时间t_on为：

将式(8)分别代入式(5)和式(6)，可得电感电流的平均值i_{Lb_av}和输入电流i_in为：

其中2P_o/V_m为基波电流幅值；

由式(4)和式(8)可得关断时间t_off为：

结合式(8)和式(11)可得开关频率f_s为：

上式可以化为：

观察式(13)可以发现，在变换器参数确定时，随着ωt的不断变化，工频周期内的开关频率f_s相应地不断变化。开关频率在[0,π/2]区间内随ωt单调递减，在[π/2,π]区间内随ωt单调递增，因此其工频周期内的最小值f_{s_min}和最大值f_{s_max}分别出现在输入电压峰值时刻和过零时刻，即ωt＝π/2时有最小值，ωt＝0或π时有最大值，即

根据式(14)与式(15)，用f_{s_max}比f_{s_min}可得

如果将最低开关频率限定在30kHz，由式(12)可得最大电感值L_{b_max}的表达式为

根据式(18)，结合变换器的具体参数，可以得到宽输入电压范围内临界电感值的变化曲线，如下图5所示。

2 实现基于可变电感的频率优化控制策略

本发明提出的频率优化控制就是利用变电感技术，解决传统定导通时间控制下开关频率变化范围大的问题。基于可变电感的频率优化控制下，设计临界电感值时，不再受最小开关频率的限制，可选择一个较大的电感值，当开关频率在宽输入电压范围内低于可听频率30kHz时，通过向可变电感控制绕组通偏置电流调整可变电感的值，从而使开关频率增大从而满足最小开关频率要求。这样既实现了临界电感值的提高，减小了开关频率变化范围，又能保持宽输入电压范围内开关频率全部满足大于30kHz,满足变换器设计要求。

根据频率优化控制的思路并结合图6分析可知，当选取的电感值大于最小临界电感值时，开关频率的最小值将在低压和高压两侧首先低于30kHz，此时将存在两个需要调整电感值的电压节点，将它们称为可变电感的调整点，只需要在可变电感的调整点处调整电感的值，就能够使开关频率上升到30kHz以上，图7为传统控制结合变电感控制下的最小开关频率变化曲线。

结合上面的分析，为了尽可能的简化控制电路，本频率优化控制只在两个可变电感调整点进行电感值的变换。在低压侧一定范围内，向可变电感控制绕组通以固定的偏置电流i_bias1，将电感值降低到V_{m_rms}＝90V处对应的电感临界值0.767mH；在高压侧一定范围内，向可变电感控制绕组通以固定的偏置电流i_bias2，将电感值降低到V_{m_rms}＝264V处对应的电感临界值0.645mH。结合图7可知，新的控制方法选取一个较大的电感值，两侧开关频率低于30kHz的部分将受到电感值调整的影响而整体向上移动，则一定会存在一个最优电感值并对应两个可变电感最优调整点，使得宽输入电压范围内开关频率的变化范围最小。下面进行最优电感值与两个可变电感最优调整点的求解：

将式(12)写成关于电感L_b和输入电压V_m的方程，如式(19)所示

观察式(19)是一个关于输入电压V_m的三次函数，可计算得到在宽输入电压范围内，最小开关频率曲线的最大值点在V_m＝267VAC处取得。同时分析式(19)在最大值点两侧的变化速率可得，其在高压侧变化速率较快，因此高压侧开关频率的变化范围将成为限制开关频率最小值变化范围的关键因素。

假设最优电感值为L_optimal,高压侧的可变电感最优调整点为V_{h_optimal}，低压侧可变电感最优调整点为V_{l_optimal}，可得方程

结合变换器的具体参数，可解得L_optimal＝1030.4uH,V_{h_optimal}＝352.14VAC,V_{l_optimal}＝155.95VAC，且最小的开关频率变化范围为30kHz～47.9kHz。

根据计算出的最优电感值L_optimal,高压侧的可变电感最优调整点V_{h_optimal_rms}＝249V，低压侧可变电感最优调整点V_{l_optimal_rms}＝110.3V，并结合式(19)，可绘制出基于可变电感的频率优化控制下最小开关频率的变化曲线，如图8所示。从图8中可以看出，只要在宽输入电压范围内调整两次可变电感的感值，即在输入电压有效值90VAC-110.3VAC范围内通固定的偏置电流调整电感值至0.767mH，在110.3VAC-249VAC范围内不通偏置电流电感值为1.0304mH，在249VAC-264VAC范围内通固定的偏置电流调整电感值至0.645mH，就能够保证开关频率始终大于30kHz。新的控制既保持了传统定导通时间控制能实现单位功率因数的优点，又通过提高临界电感值减小了开关频率的变化范围，提升了变换器的整体性能。

可变电感的基本模型如图9所示，由两个侧边的辅助绕组和中间的主绕组构成，通过控制流过辅助绕组N_C的偏置电流I_bias的大小，可以改变主磁芯电感L_bVI的大小，在本发明中，使用双E型磁芯，如图9所示。主电感绕组N_L缠绕在带有气隙的中间磁芯上，辅助绕组N_C绕在两侧磁芯上,两辅助绕组串联连接，以消除由主电感电流I_LbVI波动引起的感应电压。当无偏置电流时，主绕组维持初始电感值，与正常电感相同；当有偏置电流I_bias流过N_C时，沿着双E型磁芯的外部路径就会产生偏置磁通Φ_bias，随着Φ_bias增加，Φ_bias将磁芯在B-H曲线上的工作点由线性区推向非线性饱和区域,磁芯沿该路径的磁导率μ降低，这时，当主绕组通电时，会产生主磁通Φ_main，由于主磁通Φ_main流过中间磁芯和外部路径，主磁芯也受到偏置电流的影响，磁导率降低。综上，I_bias降低了中间磁芯上的有效磁导率，导致主电感L_bVI降低。

根据图9可变电感基本模型可推导出可变电感计算公式为：

式中，l₁，l₃，l_g分别是辅助绕组、主绕组和气隙有效磁路长度；A₁、A₃是辅助磁芯和主磁芯的有效截面积；n₃是主绕组的匝数；μ₀是空气磁导率；μ₃和μ_var分别是主绕组和辅助绕组的有效磁导率。

通过式(21)可以知，变电感实质是通过偏置电流改变μ₃和μ_var，即主绕组和辅助绕组的有效磁导率。

在仿真软件LTSPICE中搭建出可变电感的模型，绘制出可变电感L_bVI的电感值随偏置电流I_bias变化曲线如图9所示。结合本发明所设计的可变电感参数，即在输入电压有效值90VAC-110.3VAC范围内通固定的偏置电流调整电感值至0.767mH，在110.3VAC-249VAC范围内不通偏置电流电感值为1.0304mH，在249VAC-264VAC范围内通固定的偏置电流调整电感值至0.645mH。

3 性能对比

3.1 临界电感值

结合图5和图10分析可知，在传统定导通时间控制下，为保证宽输入电压范围内开关频率全部大于最低频率30kHz，临界电感值受到输入电压有效值264VAC时最小值的限制，只能设计为0.645mH。但是在基于可变电感的频率优化控制下，根据前文所介绍的可变电感特性，偏置电流增大电感值会随之减小，在选取临界电感值时不再受宽输入电压范围内电感最小值的限制。因此设计临界电感值时可以选取前文计算出的最优电感值L_optimal＝1030.4uH。与传统定导通时间控制相比，基于可变电感的频率优化控制下临界电感值有明显的提高。

3.2 开关频率的变化

根据式(19)并结合前文分析，可画出两种控制下宽输入电压范围内的开关频率最小值变化曲线，如图11所示。从图11中可以看出，采用新的基于可变电感的频率优化控制后，开关频率最小值的变化范围由传统控制下的30kHz～78kHz减小到30kHz～47.9kHz，开关频率变化范围大大减小。

进一步分析式(12)，并将传统定导通时间控制与基于可变电感的频率优化控制下的临界电感值0.645mH和1.0304mH分别带入式(12)，可作出两种控制下半个工频周期内开关频率的变化曲线，如图12所示，其中f_s1(V_m)对应的实线是传统控制下频率曲线，f_s2(V_m)对应的虚线是变电感频率优化控制下的频率曲线。观察图12可以发现，在不同的输入电压下开关频率的变化范围都有不同程度的减小，在最常用的标准输入电压110VAC与220VAC下，开关频率变化范围分别由传统控制下的47kHz～79kHz和70kHz～315kHz缩小到变电感频率优化控制下的30kHz～49kHz和43kHz～194kHz，开关频率整体有了较大的降低。而在低压90VAC处传统控制开关频率变化范围本身就比较小，但新的控制还是能够进一步缩小其变化范围至30kHz～44kHz；在高压264VAC处由于新的控制方法与传统控制保持同样的临界感值，因此其开关频率变化曲线在图12中完全重合。综上所述，新的控制能有效地同时降低最大开关频率f_{s_max}与最小开关频率f_{s_min}的值，使开关频率变化范围的绝对值|f_{s_max}-f_{s_min}|减少，但二者比值始终保持不变。

4 基于可变电感的频率优化控制的CRM升压变换器

结合图1，整流后的输入电压v_g经第一电阻R₁和第二电阻R₂分压，得到v_A＝k_vgV_m|sinωt|，其中k_vg是分压系数，k_vg＝R₂/(R₁+R₂)；输出电压经过第三电阻R₃和第四电阻R₄的分压，得到分压电压v_B＝k_vgV_o，其中R₃/R₄＝R₁/R₂。

电压环控制电路中分压电压v_B和误差放大器的基准电压V_ref相比较，其中V_ref＝2.5V，经由第五电阻R₅与电容C₁组成的调节器得到误差信号v_EA，v_EA与v_A接入乘法器后得到点电压v_E为：

v_E＝v_EAk_vgV_m|sinωt| (22)

公式(22)的电压v_E与第七电阻R_t上的电压比较后控制开关管Q_b的关断，第六电阻R_z上的电压经过零检测后控制开关管Q_b的开通，得到如式(8)所示变化规律的导通时间。

结合图1，本发明一种基于变电感的频率优化控制的CRM升压变换器，包括主功率电路和控制电路；

所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、可变电感L_bVI、开关管Q_b、二极管D_b、滤波电容C和负载R_Ld；所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与可变电感L_bVI的一端连接，可变电感L_bVI另一端分别接入开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极，二极管D_b的阴极分别与滤波电容C的一端和负载R_Ld的一端连接，滤波电容C的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；主功率电路中升压电感为可变电感L_bVI,在输入电压有效值90VAC-110.3VAC范围内通固定的偏置电流调整电感值至0.767mH，在110.3VAC-249VAC范围内不通偏置电流电感值为1.0304mH，在249VAC-264VAC范围内通固定的偏置电流调整电感值至0.645mH，就能够保证开关频率始终大于30kHz。新的控制既保持了传统定导通时间控制能实现单位功率因数的优点，又通过提高临界电感值减小了开关频率的变化范围，提升了变换器的整体性能。

所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路、输出电压反馈电路、整流后输入电压分压电路、乘法器和可变电感控制电路；所述CRM控制和驱动电路的输出端与开关管Q_b的门极连接；输出电压反馈电路输入端连接主功率电路的输出电压V_o的正极，输出端连接乘法器的一个输入端；整流后输入电压分压电路的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接乘法器的另一个输入端；乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路的一个输入端；可变电感控制电路的输入端与整流后输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接到可变电感上。

进一步地，所述的CRM控制和驱动电路2包括电感L_z、第六电阻R_z、第七电阻R_t、第八电阻R_d、过零检测、RS触发器、驱动和第一运算放大器A₁；

所述电感L_z的一端连接参考点电位零点，另一端连接第六电阻R_z的一端，其中电感L_z连接参考电位零点的一端与主功率电路中可变电感L_bVI连接二极管整流电路RB输出正极的一端为同名端；第六电阻R_z的另一端连接过零检测的输入端，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接；乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路中第一运算放大器A₁的同相输入端；第七电阻R_t的一端连接参考电位零点，另一端连接开关管Q_b的源极和第一运算放大器A₁的反相输入端，第一运算放大器A₁的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端通过驱动与第八电阻R_d串联后，接入开关管Q_b的门极。

进一步地，所述的输出电压反馈电路3包括第二运算放大器A₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅和电容C₁；

所述第三电阻R₃的一端与主功率电路的输出电压V_o的正极连接，第三电阻R₃的另一端与第四电阻R₄的一端和第二运算放大器A₂的反向输入端连接，第四电阻R₄的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A₂的正向输入端与参考电压相连，输出端连接乘法器的一个输入端。

进一步地，所述的输入电压分压电路4包括第一电阻R₁和第二电阻R₂；

所述第一电阻R₁的一端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一端与第二电阻R₂的一端连接，第二电阻R₂的另一端与参考点位零点连接。

进一步地，所述的乘法器5包括乘法器；

所述乘法器的一个输入端与输出电压反馈电路的输出端连接，另一个输入端连接到整流后输入电压分压电路的输出端。

进一步地，所述的可变电感控制电路包括峰值采样、TMS320F28377D芯片；

所述峰值采样的输入端与整流后输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接TMS320F28377D芯片的ADC输入端，TMS320F28377D芯片的DAC1输出端口与可变电感L_bVI相连接。