具有ac正激电桥和改进的dc/dc拓扑的逆变器
阅读说明：本技术 具有ac正激电桥和改进的dc/dc拓扑的逆变器 (Inverter with AC forward bridge and improved DC/DC topology ) 是由 法布里斯·法雷贝尔 蒂埃里·琼尼斯 奥利弗·考博 保罗·布莱尤斯 于 2018-11-07 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种具有主DC输入(1)和主单相AC输出(4)的DC到AC功率变换器,该DC到AC功率变换器包括：单个DC到DC变换器(5)；以及首先根据直接路径,与该DC到DC变换器(5)级联的双向电压型DC到AC变换器(6),所述双向电压型DC到AC变换器(6)具有并联连接到该DC输出(10)的DC输入-输出(11)和连接到所述主AC输出(4)的AC输出-输入(12)；以及其次根据旁路路径,并且与所述双向电压型DC到AC变换器(6)和所述低频二极管(2)并联,具有DC输入和AC输出的电流型低频全开关H电桥(7),下文称为AC正激电桥,所述DC输入连接到该单个DC到DC变换器(5)的所述DC输出(10),并且所述AC输出与所述主AC输出(4)并联连接,所述AC正激电桥的工作频率小于1kHz,从而,当所述主AC输出(4)的端子之间的瞬时电压达到预定电平时,该低频正激AC电桥(7)接通,该低频二极管(2)被反向偏置并且不导通,并且该DC到DC变换器(5)将恒定功率直接提供给该负载。(The invention relates to a DC-to-AC power converter having a main DC input (1) and a main single-phase AC output (4), the DC-to-AC power converter comprising: a single DC-to-DC converter (5); and a bidirectional voltage-type DC-to-AC converter (6) cascaded with the DC-to-DC converter (5) first according to a direct path, said bidirectional voltage-type DC-to-AC converter (6) having a DC input-output (11) connected in parallel to the DC output (10) and an AC output-input (12) connected to said main AC output (4); and secondly a current-mode low-frequency full-switching H-bridge (7), hereinafter AC-forward bridge, according to a bypass path and in parallel with said bidirectional voltage-mode DC-to-AC converter (6) and said low-frequency diode (2), said DC input being connected to said DC output (10) of the single DC-to-DC converter (5) and said AC output being connected in parallel with said main AC output (4), the operating frequency of said AC-forward bridge being less than 1kHz, so that, when the instantaneous voltage between the terminals of said main AC output (4) reaches a predetermined level, the low-frequency forward AC bridge (7) is switched on, the low-frequency diode (2) is reverse biased and non-conductive, and the DC-to-DC converter (5) supplies a constant power directly to the load.)
技术领域
本发明涉及一种效率改进的DC/AC功率变换器，该DC/AC功率变换器包括由DC/DC变换器、接着是双向电压型DC/AC变换器构成的主路径、以及由电流型DC/AC变换器构成的旁路路径，其中，功率峰值由旁路变换器输送以使损耗最小化。
特别地，本发明是文献WO 2016/083143 A1中描述的DC/AC功率变换器的改进。
背景技术
图1示出了经典的逆变器拓扑。无论是否(电位)隔离，DC/DC输入级都将输入DC电压变换为非常适合于为输出非隔离式DC/AC逆变器电桥供电的不同DC电压，该输出非隔离式DC/AC逆变器电桥通常在几kHz至几MHz频率范围内工作，并且通过典型地使用高频PWM调制来产生50Hz或60Hz的正弦波输出。
为了提高效率，文献US 7,710,752 B2示出了一种并联配置，其中一个路径围绕升压桥式变换器构建，而另一直接路径围绕简单的桥式变换器构建。
该拓扑的问题在于，仅当输出的瞬时电压足够低时才可以激活最高效的直接路径。当瞬时功率需求最大时，它无法被激活。就要增加的部件数量而言，效率改进并非是最佳的。
文献EP 2 270 624 A1提出了另一种解决方案，该解决方案通过基于哪种连接是最佳的将(具有不同特性的)三个电流发生器交替地连接到三个输出相以使效率最大化来优化效率。该拓扑只能应用于三相输出系统，并且没有解决绝缘问题。
文献WO 2016/083143 A1提出了一种隔离式DC到AC变换器，该变换器通过增加从DC输入到AC输出的直接路径来提供效率改进。这种方法提高了效率，但是其缺点是，在隔离式DC/DC变换器变压器中需要额外的开关变换器或额外的绕组。
文献US 7,778,046 B1提出了一种感兴趣的解决方案，以提高可以在逆变器中用于执行所需的绝缘的DC/DC变换器的效率。图35a尤其是其代表。尽管是一种非常感兴趣的操作模式，但该发明具有几个缺点：
-变换器不能在软开关操作中完全运行，这会阻止使用高工作频率；
-开关S没有过压保护(不存在钳位效应)；
-二极管CR2没有过压保护。当开关S闭合(或接通)时，电容器C2继续由在变压器的漏电感中流动的电流充电，二极管CR2由于(在其反向恢复阶段之后)在二极管CR2的端子处出现过压而被阻断，该过压可能是二极管阻断电压的几倍，并且可能损坏二极管CR2。此外，二极管CR1的可能的钳位效应被串联电感Lr抵消，因为在开关S闭合时在二极管CR1上产生过压。该问题使得难以根据需要增大功率。
文献EP 1 852 964 A1披露了一种最大单相逆变器3B-INV，该逆变器使用通过布置在中央处的升压斩波器电路从太阳能光电压升压的DC电压V3B作为其DC电源，并且在最大单相逆变器3B-INV的两侧布置单相逆变器2B-INV和1B-INV，这些单相逆变器使用从该最大DC电源V3B供应的DC电源V1B和V2B作为它们的输入。相应单相逆变器的AC侧串联连接。因此，功率调节器被配置为通过使用相应单相逆变器所产生的电压之和来提供输出电压。斩波器电路连接在最大DC电源V3B与DC电源V1B和V2B之间，并且电力经由单相逆变器中的开关装置从最大DC电源V3B提供到DC电源V1B和V2B。
文献US 2017/025962 A1披露了隔离式单级变换器AC/DC功率因数校正(PFC)变换器拓扑的两个版本。一个版本是在其输入端带有全桥整流器，而另一个版本是真正无桥版本。这两个拓扑版本的特征在于其新配置和电路包括简化的阻尼器电路和钳位电容器翻转电路，其控制方法允许它们实现适用于高功率操作的改进的单级隔离式功率因数变换器，具有零电压开关特征以最大化变换效率并最小化电磁干扰产生，不需要附加电路来限制浪涌电流，实现相当低的输入电流总谐波失真(THD)，并且易于控制。第二个版本提供了真正无桥单级隔离式功率因数变换器，具有甚至更高的效率和更低的输入电流THD。
文献US 2013/223106 A1披露了一种用于功率变换器的开关电路，该开关电路包括耦合在功率变换器的输入端的第一端子与变压器的初级绕组的第一端子之间的第一有源开关。第二有源开关耦合在输入端的第二端子与初级绕组的第二端子之间。第一有源开关的输出电容大于第二有源开关的输出电容。第一无源开关耦合在初级绕组的第二端子与输入端的第一端子之间。第二无源开关耦合在输入端的第二端子与初级绕组的第一端子之间。第一无源开关的反向恢复时间大于第二无源开关的反向恢复时间。
发明目的
本发明旨在提出一种逆变器，该逆变器以尽可能高的效率将宽范围的DC输入电压变换为AC输出电压，同时保持对输入DC电流形状的严格要求。
特别地，要求之一是即使在50Hz/60Hz AC周期期间AC输出功率发生波动的情况下也保持恒定的DC输入电流，并因此保持恒定的输入功率。
本发明的另一目标是使逆变器尽可能紧凑。
发明内容
本发明的第一方面涉及一种具有主DC输入和主单相AC输出的DC到AC功率变换器，能够将所述主DC输入处的DC电压变换和适配为所述主AC输出处的基本频率f0的正弦AC电压，并且能够将所述主AC输出处的额定功率输送到负载，该DC到AC功率变换器包括：
-单个DC到DC变换器，具有所述主DC输入作为输入并且具有DC输出和连接到所述DC输出的槽路电容器，两个低频二极管被偏置以便能够将电流从该DC输出传递到该槽路电容器、相应地从该槽路电容器传递到该DC输出；
-根据直接路径，与该DC到DC变换器级联的双向电压型DC到AC变换器，所述双向电压型DC到AC变换器具有连接到该DC输出的DC输入-输出和连接到所述主AC输出的AC输出-输入；
-根据旁路路径，并且与所述双向电压型DC到AC变换器和所述低频二极管并联，具有DC输入和AC输出的电流型低频全开关H电桥，下文称为AC正激电桥，所述DC输入连接到该单个DC到DC变换器的所述DC输出，并且所述AC输出与所述主AC输出并联连接，所述AC正激电桥的工作频率小于1kHz，并且优选为400Hz或50/60Hz；
-控制装置，用于控制所述双向电压型DC到AC变换器以在所述第一AC输出-输入处输送正弦AC电压，并且用于控制所述AC正激电桥以输送与所述正弦AC电压同相的准方形AC正激电流，所述控制装置能够控制所述双向电压型DC到AC变换器和所述AC正激电桥，使得后者能够同时工作；
从而，当所述主AC输出的端子之间的瞬时电压达到预定电平时，该低频正激AC电桥接通，该低频二极管被反向偏置并且不导通，并且该DC到DC变换器将恒定功率直接提供给该负载。
根据优选实施例，本发明的DC到AC功率变换器使得：
-根据输出AC电压的极性选择该低频AC正激电桥的两个闭合开关(TPH，TNL；TPL，TNH)；
-该DC到DC变换器被设计用于在传输几乎恒定的功率的同时支持可变的输出电压；
-该DC到DC变换器是隔离式的，并且在变压器的初级侧包括有源钳位，该有源钳位由主MOSFET(MP)、谐振电容(CRP)、以及电容(CAUX)和第二MOSFET(MAUX)构成，该主MOSFET(MP)将变压器的初级绕组(TFO-P)连接到提供该主DC输入的初级电源(VIN+，VIN-)，该谐振电容(CRP)与该初级MOSFET(MP)并联以允许该初级MOSFET(MP)在ZVT下工作，该电容(CAUX)和该第二MOSFET(MAUX)被布置为在该主MOSFET(MP)上提供电压钳位，从而保护该主MOSFET(MP)免受过压；
-该DC到DC变换器是隔离式的，并且在变压器的初级侧包括：由两个MOSFET(MP1，MP2)构成的双晶体管正激变换器初级级，每个MOSFET的相应一端直接连接变压器的初级绕组(TFO-P)的一端和提供该主DC输入的相应初级电源端子(VIN-，VIN+)；谐振电容(CRP1，CRP2)，分别与每个MOSFET(MP1，MP2)并联以允许所述MOSFET(MP1，MP2)在ZVT下工作；以及二极管(DAUX1，DAUX2)，被布置为分别将每个MOSFET(MP1，MP2)连接到初级电源端子(VIN+，VIN-)，该初级电源端子(VIN+，VIN-)不是分别直接连接到对应的MOSFET(MP1，MP2)的初级电源端子(VIN-，VIN+)；
-该DC到DC变换器进一步在变压器的次级侧包括：至少第一电容器(CS1，CS2)，建立到变压器的次级绕组(TFO-S)的AC连接；谐振电感(LR)，能够被减小到变压器的漏电感；整流二极管(DR)和续流二极管(DLR)，用于对在变压器次级产生的电压进行整流；以及次级谐振电容器(CRS)，与该整流二极管(DR)并联连接；以及去耦电容器(CS3)，与该输出DC电压的端子并联；
-该第一电容器(CS1)、该谐振电感(LR)、该整流二极管(DR)和该续流二极管(DLR)被布置为使得在变压器的磁化阶段期间，被反映到变压器的次级作为NVIN的该变换器的输入电压VIN通过该整流二极管(DR)对该第一电容器(CS1)充电，并在该第一电容器(CS1)与该谐振电感(LR)之间产生谐振，其中N为变压器匝数比，该续流二极管(DRL)不导通，并且在该整流二极管(DR)与该续流二极管(DRL)之间的结点处没有过压；
-该第一电容器(CS1)、该谐振电感(LR)、该整流二极管(DR)和该续流二极管(DLR)被布置为使得在变压器的退磁阶段期间，电流从已充电的第一电容器(CS1)通过该谐振电感(LR)和该续流二极管(DRL)流到该负载，所述电流不仅传输变压器的磁化能量，而且同时传输在磁化阶段储存在该第一电容器(CS1)中的能量；
-该DC/DC变换器的输出功率(PO)通过以下等式与等效反激式变换器的输出功率(PFB)相关：
PO＝PFBM，其中，
其中，VIN和VO分别是该DC/DC变换器的输入电压和输出电压，M是大于1的倍增因子，优选地大于2；
-该DC到AC功率变换器是双向的；
-这些低频二极管被受控开关代替；
-这些受控开关是MOSFET、IGBT或继电器；
-该DC到DC变换器是非隔离式的。
本发明的第二方面涉及一种隔离式DC到DC变换器，适于在此处的上文描述的具有主DC输入和主单相AC输出的DC到AC功率变换器中使用，该隔离式DC到DC变换器包括：在变压器的初级侧，由主MOSFET(MP)、谐振电容(CRP)、以及电容(CAUX)和第二MOSFET(MAUX)构成的有源钳位，该主MOSFET(MP)将变压器的初级绕组(TFO-P)连接到提供该主DC输入的初级电源(VIN+，VIN-)，该谐振电容(CRP)与该初级MOSFET(MP)并联以允许该初级MOSFET(MP)在ZVT下工作，该电容(CAUX)和该第二MOSFET(MAUX)被布置为在该主MOSFET(MP)上提供电压钳位，从而保护该主MOSFET(MP)免受过压。
附图说明
图1示意性地表示根据现有技术的逆变器拓扑。
图2示意性地表示根据本发明的效率改进的DC/AC功率变换器的原理。
图3示出了在图2的功率变换器的情况下的典型波形。
图4示出了用于根据本发明的特定实施例的电路拓扑。
图5是具有允许操作分析的变量的图4的电路拓扑。
图6示出了图5中描绘的电路的三相操作中的特性电压波形和电流波形。
图7示出了根据本发明的另一实施例的拓扑，其中，图5的拓扑的输入级已由双晶体管正激变换器的输入级代替。
具体实施方式
图2中呈现了本发明提出的解决方案。
隔离式DC/DC变换器5在恒定功率模式下将功率从DC输入(通常为48Vdc)传输到槽电压(通常为400Vdc)。低频二极管2允许电流流到槽路电容器3。DC/AC变换器6(其通常是全桥变换器)将DC电压变换成AC正弦波，通常为50Hz或60Hz正弦波。
在输出正弦波电压的时间演变期间，只要节点LOUT与节点NOUT之间的瞬时输出电压足够高(即通常为200V)，低频“AC正激电桥”7就可以接通，并且D1和D2二极管2自动反向偏置(不导通)，并且然后将由DC/DC变换器5提供的恒定功率直接提供给负载。
DC/AC变换器仅需提供功率的剩余/补充部分，并且因此以较低的功率水平和较低的损耗工作。
应当注意，根据输出电压的极性选择低频“AC正激电桥”7中被接通的两个开关(TPH/TNL或TNH/TPL)。
该拓扑的优点是DC/DC+AC正激电桥的效率远高于DC/DC+DC/AC路径的效率，因为AC正激电桥7在低频下工作并且不需要输出电感器。由于开关频率低(通常为100Hz)，因此换向损耗低，并且电桥效率仅受开关中的导通损耗限制，并且可以通过将开关置于并联来提高。由于有效电阻是一个开关的电阻除以并联开关的数量，因此增加并联开关的数量实际上可以减少导通损耗。
AC正激电桥的工作原理
图3示出了图2中呈现的变换器的典型电压和电流波形。
输出电压vout由DC/AC变换器6通过功率电子和逆变器领域的技术人员众所周知的方法来设置。
从t0到t1，AC正激电桥断开，并且变换器5和6如现有技术中那样工作。二极管D1和D2(二极管2)导通。
在t1处，等于V(LOUT)-V(NOUT)的输出电压vout足够高，以允许AC正激电桥7将功率直接传输到输出；因此，AC正激电桥7被接通。当vout为正时，晶体管TPH和TNL在间隔t1至t2期间导通。
在间隔t1至t2期间，存在一些关系：
-vout低于Vtank，并且TPH和TNL导通，因此，二极管D1和D2截止且idc等于0；
-iforward由必须在其输入处保持恒定功率(要求)的隔离式DC/DC变换器直接生成。因此，iforward*vout表示恒定功率。这个定律决定了iforward的形状；
-输出电流必须提供给负载，因此，iac＝iout-iforward。这个定律决定了iac的形状。
如图3上可以看出的，在此时间间隔内，iac远低于iout，这解释了为什么总损耗会减少。
在t2处，晶体管TPH和TNL关断，并且变换器恢复到“正常操作”，即，其操作类似于t0和t1期间的操作。在此间隔期间，二极管D1和D2(二极管2)再次导通。
在T0/2之后，下一个半周期开始并且vout为负，除了晶体管TPL和TNH代替晶体管TPH和TNL导通之外，操作序列与以上描述的类似。
DC/DC变换器
描述
如上所解释的，AC正激电桥7的效率仅受到其导通损耗的限制，并且因此非常高。因此，整个逆变器效率主要受到DC/DC变换器效率的影响。为了支持图2提出的结构，我们必须实现能够在传输几乎恒定功率的同时支持可变输出电压的高效DC/DC变换器。本发明提出了一种满足上述要求的高效变换器。US 7,778,046B1中描述了这种变换器的示例，但是具有如以上所解释的一些缺点。本发明的一个目的是以简单的方式解决这些缺点。
本发明的一个实施例是如图4所示的电路拓扑。
TFO-P和TFO-S分别是变压器的初级绕组和次级绕组。
MP是将变压器连接到初级源的主初级MOSFET。CRP是与MP并联放置并允许初级MOSFET MP在ZVT(零电压转换)下工作的谐振电容。CAUX和MAUX分别提供电压钳位并保护MP免受过压。电路的这一部分在本领域中被称为“有源钳位”。最后，CP是初级侧的去耦电容器。
在本申请中，将使用表示“零电压转换”的术语ZVT代替表示“零电压开关”的ZVS，因为转换是在整个周期内进行的(以便反转磁化电流)，而不是在短时间间隔内进行。
在次级侧，电容器CS1和CS2建立到变压器的AC连接。次级变压器绕组为TFO-S。LR是通常表示变压器的漏电感的谐振电感。通过DR(整流二极管)和DRL(续流二极管)对在变压器的次级产生的电压进行整流。CRS是直接连接在二极管DR两端的次级谐振电容器。CS3是输出去耦电容器。
应当注意，可以在不修改所提出电路的原理的情况下修改CS1、CS2和CS3的布置。
本发明的DC/AC变换器仅具有一个DC/DC变换器，而在现有技术中不是这种情况(DC/DC变换器的变压器具有例如若干个次级)。因此，本发明具有减少电子部件的数量的优点。
工作原理
图5示出了电路，将对该电路的操作进行进一步分析。LM是电感，它模拟了从初级侧看变压器的磁化电感。图6显示了对应的波形。
注意，CP的值(通常为10uF)、CAUX的值(通常为2uF)和CS3的值(通常为1uF)非常高，并且这些电容器上的相应电压(即，VIN、VOUT/N和VOUT)大致恒定。还应考虑到每个MOSFET(MP、MAUX)都具有本征反向偏置二极管(未示出)。当MP断开时，D处的电势会增大，但受CAUX上的电压VOUT/N的限制。高于该值，MAUX的本征二极管将导通。
电路操作基本上分为3个阶段(见图6)。
-阶段1：
在阶段1中，初级MOSFET电压V(d)为零。在该阶段开始时，V(d)自然且相对缓慢地达到零，并且因此初级MOSFET MP可以在零电压处导通。注意，为了清楚起见，MOSFET的栅极电压Vg和Vga在图6中被任意地竖直移位。在此阶段期间，磁化电流I(Lm)线性地升高。应当注意，电源电压VIN被反映到变压器的次级。此电压施加在CS1两端，并与LR产生谐振，这确保CS1两端的电压固定等于CMID处的VIN*N，其中，N为变压器匝数比。对于反激式变换器，在此阶段期间还储存了变压器的能量，但是对电容器CS1进行充电允许一些附加的能量传输，并且可用功率密度增加。图6示出了在阶段1期间CS1电容器上的电压V(cmid)几乎恒定，具有小的正斜率纹波。CS1的充电电流恰好为I(Dr)。二极管DR中的电流是谐振正弦波的一部分，并在阶段1结束之前(即，在主初级MOSFET MP断开之前)回到0。因此，二极管DR在零电流处截止。二极管DRL在阶段1中未导通。
-阶段2
主初级MOSFET MP断开，根据所需的功率水平，电压V(d)快速升高，辅助MOSFET MAUX的内部二极管对电压V(d)进行钳位，该电压在阶段2期间降低了一点。在此阶段期间，磁化电流I(Lm)线性地减小至0。应当注意，MP两端的电容器CRP限制了电压V(d)的压摆率dV/dt并有助于MP轻缓地断开。由于电容器CAUX对V(d)进行钳位，因此二极管DRL中的电流在阶段2的开始不跟随磁化电流。这需要时间，直到谐振电感LR中的电流增大。这对应于电流完全流到次级所需的时间。最后，I(DRL)随着磁化电流而减小。在阶段2期间，可以将辅助MOSFETMAUX接通，以确保电容器CAUX的电荷平衡。应当记住，栅极电压V(ga)必须为负才能使MAUX接通，因为它是P型MOSFET(根据图5)。因此，可以相对于相同的电势(地)来命令这两个MOSFET驱动器。在此阶段结束时，磁化电流I(Lm)达到0。与此同时，DRL中的电流也达到0，从而导致DRL的零电流开关。
-阶段3
磁化电流反向，并且在磁化电感LM与等效谐振电容器之间发生谐振。等效电容器是通过变压器并联连接的CRP和CRS的组合。在该谐振期间，电压V(d)轻缓地下降并达到0。这允许通过在零电压处开关初级MOSFET MP来启动下一个阶段1。
根据图7中所示的本发明的替代实施例，图5的拓扑的输入级被双晶体管正激(或双晶体管反激)变换器的输入级代替，该拓扑在现有技术中是已知的。主初级MOSFET MP被两个初级MOSFET MP1、MP2代替，并且由钳位电容器CAUX和辅助MOSFET MAUX构成的有源钳位部件被两个对应的二极管DAUX1、DAUX2代替。与MP并联放置的谐振电容CRP被分别与初级MOSFET MP1和MP2并联放置的谐振电容CRP1、CRP2代替。以上拓扑的操作与上面的拓扑(图5)的操作非常相似。
双晶体管正激变换器通常用于处理较高的输入电压。
本发明的优点
软开关和紧凑性
本领域技术人员公认，在操作DC/DC变换器时使用高频是实现紧凑性的关键因素。然而，使用更高的频率也意味着开关损耗的增加。从以上阶段的描述来看，该电路在开关损耗方面似乎是最佳的，因为这两个MOSFET均在零电压处开关并且这两个二极管均在零电流处截止(或反极化)。因此，所提出的电路非常适合于构建非常紧凑的变换器。
高效功率控制和传输
如图2中示意性地示出的，DC/DC变换器5必须保持恒定电流，这是初始要求，但是其输出在不同电压之间切换。本领域技术人员众所周知的反激式变换器可以在不连续导通模式下工作，并且因此对于该应用而言是理想电路，因为输出电流是自然控制的。然而，反激式变换器的问题是它们限于在几百瓦下工作，因为变压器必须在开关周期的第一部分期间储存总传输能量，以在开关周期的第二部分上将其恢复到输出。
在本发明中，在阶段2期间，反映到变压器次级侧的磁化电流(该电流流过二极管DRL)使得将所储存的变压器磁化能量传输到输出。此行为与反激式变换器的行为非常相似。然而，与反激式变换器相比，所提出的变换器的差异在于，变压器的输出绕组不是通过DRL并联连接到输出，而是这里与CS1串联。这意味着储存在变压器磁化电感中的能量和储存在CS1中的能量都同时传输到输出。可以看出，所提出的DC/DC变换器的输出功率(PO)通过以下等式与等效反激式变换器的输出功率(PFB)相关：
PO＝PFBM，其中，
其中，VIN和VO分别是DC/DC变换器的输入电压和输出电压。倍增因子M大于1。M的典型值甚至大于2。因此，对于该应用而言，所提出的变换器具有与反激式变换器相同的优点，但在相同条件下能够传输至少两倍的功率。
针对半导体的恒定电压限制
所提出的电路在半导体最大应力电压方面具有非常特殊和令人感兴趣的特性：
-DRL和DR的工作峰值电压为VO。
-MP和MAUX的工作峰值电压为VO/N。
因此，所有半导体的工作峰值电压与VIN 无关。对于大输入电压范围，这是理想的情况，因为独立于输入电压来最佳地使用开关。
对于DC/DC变换器而言，这是非常难得的属性。
双向操作
应当注意，DR和DRL可以被受控开关代替，比如分别与MP和MAUX同时受控的MOSFET、IGBT、继电器等。在这种情况下，变换器可以在双向模式下操作，并且可以从右向左传输功率。