阅读说明：本技术 一种多电平功率放大系统及其pwm控制信号产生方法 (Multi-level power amplification system and PWM control signal generation method thereof ) 是由 孔武斌 涂钧耀 熊桥坡 罗志清 刘恒阳 龙根 李志科 于 2019-11-29 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种多电平功率放大系统及其PWM控制信号产生方法,属于电力电子、无线通讯技术领域,包括主控机箱、功率模块和级联变压器；主控机箱用于根据外部通讯设备传递的控制信号进行多电平调制,产生各功率单元对应的PWM控制信号；主控机箱还用于监控功率模块的Fault信号和电压电流信号是否正常,并向Fault信号和电压电流信号正常的功率单元发送对应的PWM控制信号；功率模块用于测量Fault信号和电压电流信号；接收到PWM控制信号的功率单元还用于产生对应的交流方波；级联变压器用于将交流电压方波串联后输出。本发明解决了传统迭代方法在求解电平数较多的消谐方程时,迭代速度慢或者不收敛的问题。(The invention discloses a multi-level power amplification system and a PWM control signal generation method thereof, belonging to the technical field of power electronics and wireless communication and comprising a main control case, a power module and a cascade transformer; the main control case is used for carrying out multi-level modulation according to control signals transmitted by external communication equipment and generating PWM control signals corresponding to each power unit; the main control case is also used for monitoring whether the Fault signal and the voltage and current signal of the power module are normal or not and sending corresponding PWM control signals to the power unit with the normal Fault signal and the voltage and current signal; the power module is used for measuring a Fault signal and a voltage current signal; the power unit receiving the PWM control signal is also used for generating a corresponding alternating-current square wave; the cascade transformer is used for outputting the alternating voltage square waves after the alternating voltage square waves are connected in series. The method solves the problem that the traditional iteration method is slow in iteration speed or not convergent when solving the harmonic elimination equation with more levels.)

一种多电平功率放大系统及其PWM控制信号产生方法

技术领域

本发明属于电力电子、无线通讯技术领域，更具体地，涉及一种多电平功率放大系统及其PWM控制信号产生方法。

背景技术

传统的采用箝位式拓扑的多电平逆变器结构，一般分为二极管箝位式多电平逆变器、飞跨电容箝位式多电平逆变器和混合箝位式多电平逆变器。箝位式的多电平逆变器拓扑在高压大功率场合都存在局限性，由于各级电平电压均由电容箝位直流电源获得，所以叠加后的输出电压最大幅值只能等于直流侧电压大小，需要使用的箝位二极管或者箝位电容的数量较大，在硬件成本上升的同时还引入了系统控制复杂、优化维修困难的问题。特别是在功率放大器这一应用场合下，提出的高电压、多电平的需求，往往使得拓扑不能很好的完成设计要求。

对于多电平逆变器的控制方法，主要有SPWM(Sinusoidal Pulse WidthModulation正弦脉宽调制)、SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation空间矢量脉宽调制)和SHEPWM(Selective Harmonic Elimination Pulse Width Modulation特定次谐波消除脉宽调制)等调制方法。采用SHEPWM(特定次谐波消除脉宽调制)可以实现对输出波形中特定次数谐波的消除，达到优化输出波形的效果。SHEPWM技术应用于阶梯波多电平变换器调制的关键在于求解关于开关角度的非线性方程组(即消谐方程组)，然而随着变换器电平数量的增加，所需求解的变元个数以及方程组的次数都会随之增加，因而给方程组的求解带来了困难。

对于SHEPWM技术所需求解的消谐方程组，目前多采用数值算法或智能算法进行求解。这两类方法都需要给定初值，如初值选取不合适迭代过程将会发散，然而至今尚没有关于初值选取的一般方法。对于N＞9的情况，传统的牛顿迭代法变得不再收敛(或者说收敛过于依赖初值的选取)；同伦算法的迭代次数会很多，为消谐方程组的求解带来了巨大的计算量。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的是提供一种多电平功率放大系统及其PWM控制信号产生方法，旨在解决传统迭代方法在求解消谐方程时迭代速度慢且不收敛的问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种多电平功率放大系统，包括：主控机箱、功率模块和级联变压器；

主控机箱的一端与外部通讯设备连接；主控机箱的另一端与功率模块的一端双向连接；级联变压器的一端与功率模块的另一端连接；

主控机箱用于根据外部通讯设备传递的控制信号进行多电平调制，产生功率模块各功率单元对应的PWM控制信号；主控机箱还用于监控功率模块中各功率单元的Fault信号和电压电流信号是否正常，并向Fault信号和电压电流信号正常的功率单元发送对应的PWM控制信号；

其中，多电平调制为基于“面积等效原则”的迭代初值选择方法和基于“内点法”的优化迭代方法的多电平调制；

功率模块用于测量各功率单元的Fault信号和电压电流信号，并将其上报至主控机箱；接收到PWM控制信号的功率单元还用于产生对应的交流电压方波，并将其向级联变压器输出；

级联变压器用于将从功率模块传递的交流电压方波串联后输出。

优选地，主控机箱包括DSP(Digital Signal Processor数字信号处理器)和FPGA(Field Programmable Gate Array现场可编辑逻辑门阵列)，DSP的一端与外部通讯设备连接；DSP的另一端和FPGA的一端双向通讯；FPGA的另一端与功率模块的一端进行光纤通讯；

DSP用于根据外部通讯设备传递的控制信号进行多电平调制，产生各功率单元对应的PWM控制信号；并监控功率模块中各功率单元的Fault信号和电压电流信号是否正常；

FPGA用于向Fault信号和电压电流信号正常的功率单元发送对应的PWM控制信号。

优选地，功率模块为分布式结构，包括一一对应的N块分控板和N块H桥功率单元；

分控板用于根据接收的PWM控制信号控制所述H桥功率单元输出交流电压方波；同时测量对应的H桥功率单元的Fault信号以及电压电流信号，并将其上报至主控机箱。

优选地，级联变压器为N个单相变压器串联得到的电磁模块；

其中，N个单相变压器的一次侧不耦合，二次侧串联连接。

另一方面，基于上述多电平功率放大系统的PWM控制信号产生方法，包括：

(1)对级联变压器的目标输出波形进行傅里叶分解，获取目标输出波形的特定次数的谐波幅值的表达式

并根据面积等效原则，计算得到开通角向量的初值；

(2)对目标输出波形的各次谐波幅值的表达式取平方和，获取目标函数；

(3)根据目标函数和开通角向量不等式约束条件，获取约束优化模型；

(4)将开通角向量不等式约束条件转化为罚函数形式，实现约束优化模型向无约束优化模型的转化；

(5)将初始化的罚因子输入无约束优化模型，将开通角向量的初值进行迭代，直至收敛至第一开通角向量；

(6)将初始化的罚因子扩大m倍形成第一罚因子输入无约束优化模型，将第一开通角向量进行迭代直至收敛至第二开通角向量；

(7)第k罚因子扩大m倍形成第(k+1)罚因子输入无约束优化模型，将第(k+1)开通角向量进行迭代直至收敛至第(k+2)开通角向量；

(8)判断第(k+1)罚因子是否大于等于最大罚因子，若是，则第(k+2)开通角向量为功率模块对应的PWM控制信号；否则，k＝k+1，转至步骤(7)；

其中，k≥1，k的初始值为1；b为谐波次数；m＞1。

优选地，约束优化模型为：

其中，

为目标函数；

为N个功率单元的开通角组成的开通角向量；α_i(i＝1,2,3,,,N)为第i个功率单元的开通角。

优选地，无约束优化模型为：

其中，

为开通角向量不等式约束条件转变的罚函数；t为罚因子；为目标函数；

为N个功率单元的开通角组成的开通角向量。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：

(1)本发明采用SHEPWM(即：Selective Harmonic Elimination Pulse WidthModulation特定次谐波消除脉宽调制)方法以消除目标输出波形的特定次谐波，在求解SHEPWM方程的过程中，提出的基于内点法(即：步骤(5)～步骤(8))的方案可以解决电平数较多时迭代过程发散的问题，提出的基于面积等效原则的初值选取方法，也促进了迭代的收敛、加快了收敛的速度。

(2)本发明提供的多电平功率放大系统，对于功率模块的实现采取模块化、分布式的设计。当电平数较大，输出电压/功率要求较高时，增加功率单元的个数即可实现系统的硬件扩展。相比于传统的箝位式拓扑，本发明提供的多电平功率放大系统控制方案更为简洁，使用级联变压器隔离各功率单元的输出侧，则使得各功率单元可以共用一台直流电源。

附图说明

图1是本发明提供的一种多电平功率放大系统的结构框图；

图2是本发明提供的功率模块的主电路拓扑图；

图3是本发明提供的利用阶梯波调制获取各功率单元开通角的示意图；

图4是本发明提供的利用均流后的阶梯波调制获取各功率单元开通角的示意图；

图5是本发明提供的面积等效原则示意图；

图6是本发明提供的32电平功率放大器输出电压频谱图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，本发明提供了一种多电平功率放大系统，包括主控机箱、功率模块和级联变压器；

主控机箱的一端与外部通讯设备连接；主控机箱的另一端与功率模块的一端双向连接；级联变压器的一端与功率模块的另一端连接；

主控机箱用于根据外部通讯设备传递的控制信号进行多电平调制，产生功率模块各功率单元对应的PWM控制信号；主控机箱还用于监控功率模块中各功率单元的Fault信号和电压电流信号是否正常，并向Fault信号和电压电流信号正常的功率单元发送对应的PWM控制信号；

其中，多电平调制为基于“面积等效原则”的迭代初值选择方法和基于“内点法”的优化迭代方法的多电平调制；

功率模块用于测量各功率单元的Fault信号和电压电流信号，并将其上报至主控机箱；接收到PWM控制信号的功率单元还用于产生对应的交流电压方波，并将其向级联变压器输出；

级联变压器用于将从功率模块传递的交流方波串联后输出。

优选地，主控机箱包括DSP(Digital Signal Processor数字信号处理器)和FPGA(Field Programmable Gate Array现场可编辑逻辑门阵列)，DSP的一端与外部通讯设备连接；DSP的另一端和FPGA的一端双向通讯；FPGA的另一端与功率模块的一端进行光纤通讯；

DSP用于根据外部通讯设备传递的控制信号进行多电平调制，产生各功率单元对应的PWM控制信号；并监控功率模块中各功率单元的Fault信号和电压电流信号是否正常；

FPGA用于向Fault信号和电压电流信号正常的功率单元发送对应的PWM控制信号。

优选地，功率模块为分布式结构，包括一一对应的N块分控板和N块H桥功率单元；

分控板用于根据接收的PWM控制信号控制所述H桥功率单元输出交流方波；同时测量对应的H桥功率单元的Fault信号以及电压电流信号，并将其上报至主控机箱。

优选地，所述级联变压器为N个单相变压器串联得到的电磁模块；

其中，N个单相变压器的一次侧不耦合，二次侧串联连接。

另一方面，基于上述多电平功率放大系统的PWM控制信号产生方法，包括：

(1)对级联变压器的目标输出波形进行傅里叶分解，获取目标输出波形的特定次数的谐波幅值的表达式并根据面积等效原则，计算得到开通角向量的初值；

(2)对目标输出波形的各次谐波幅值的表达式取平方和，获取目标函数；

(3)根据目标函数和开通角向量不等式约束条件，获取约束优化模型；

(4)将开通角向量不等式约束条件转化为罚函数形式，实现约束优化模型向无约束优化模型的转化；

(5)将初始化的罚因子输入无约束优化模型，将开通角向量的初值进行迭代，直至收敛至第一开通角向量；

(6)将初始化的罚因子扩大m倍形成第一罚因子输入无约束优化模型，将第一开通角向量进行迭代直至收敛至第二开通角向量；

(7)第k罚因子扩大m倍形成第(k+1)罚因子输入无约束优化模型，将第(k+1)开通角向量进行迭代直至收敛至第(k+2)开通角向量；

(8)判断第(k+1)罚因子是否大于等于最大罚因子，若是，则第(k+2)开通角向量为功率模块对应的PWM控制信号；否则，k＝k+1，转至步骤(7)；

其中，k≥1，k的初始值为1。

优选地，约束优化模型为：

其中，

为目标函数；为N个功率单元的开通角组成的开通角向量；α_i(i＝1,2,3,,,N)为第i个功率单元的开通角。

优选地，无约束优化模型为：其中，

为开通角向量不等式约束条件转变的罚函数；t为罚因子；为目标函数；

为N个功率单元的开通角组成的开通角向量。

下面介绍本发明中的具体原理：

图2为本发明提供的功率模块的主电路拓扑图，N路方波逆变器即为N个功率单元，U_dc为每个功率单元的直流侧电压，U_out为N路功率单元经由级联变压器串联得到的电压阶梯波，其中，如图3所示，当N＝4时，N路功率单元输出的交流电压方波根据叠加原理获取电压阶梯波。

根据傅里叶变换的性质，为了让输出的电压阶梯波不含直流分量和偶次谐波，单个功率单元输出的交流电压方波需要具有1/4周期对称的性质，即各功率单元的输出波形需对称于直线

和点(π,0)，输出的电压阶梯波仅由N个功率单元的开通角α_i(i＝1,2,...,N)来决定。

从图3可看出阶梯波调制方法存在一个缺陷：不同功率单元在一个主周期内的导通时长存在差异，且随着电平数的增加，最长的导通时间和最短的导通时间的差会非常大，将会导致不同功率单元的输出功率存在较大差异，发热情况不同会导致不同功率单元的使用寿命存在较大差异。比较理想的情况是均衡各功率单元的导通时间，达到均衡的效果，实际功率模块的主电路采用如图4所示的均流后的阶梯波调制。

对图4中的电压阶梯波进行傅里叶展开，得到其各次谐波幅值的表达式令要消去的谐波幅值等于0得到消谐方程组(1)(以N电平功率放大系统消除三至二十次谐波为例)：

非线性方程组(1)为含N个未知数的超越方程组，理论上不存在解析解，只能求解其数值解。考虑将求解非线性方程组问题转换为约束优化问题，即在

条件下，求目标函数

最小值的问题：

由方程组(1)式得到该问题的目标函数

需指明，迭代方法的初值选取极为重要。由冲量等效原理可知，在时域下取足够短的时间脉冲，求取两个电压波形对应的积分，若处处相等，则认为两个电压波形在频域下具有相似的低频分量。据此得到适用于消谐方程初值选取的“面积等效原则”，采用面积等效原则选取迭代初值具体如下：

α_i的选取应满足图5中黑色部分面积等于阴影部分面积，即：

化简得到：

α_i＝i·θ_B-(i-1)·θ_A+N·(cosθ_B-cosθ_A) (5)

其中，为目标函数；为N个功率单元的开通角组成的开通角向量；α_i(i＝1,2,3,,,N)为第i个功率单元的开通角；

由公式(5)可以得到N个导通角的值。

将N个导通角的值作为迭代初值，使用内点法求解公式(2)。将公式(2)中的约束条件转换为罚函数

则公式(2)可近似为无约束优化模型(7)：

其中，

为开通角向量不等式约束条件转变的罚函数；t为罚因子；

为目标函数；

为N个功率单元的开通角组成的开通角向量。

每次迭代将罚因子t扩大倍数形成第k罚因子t_k，无约束条件的公式(7)都可以用牛顿法求得满足迭代精度的数值解

这一过程称为内层的迭代过程。每一次内层迭代结束后，对t值进行更新一次，将t_k放大相同倍数得到t_k+1，这一过程为外层的迭代过程。当t值迭代到较大的数值时，公式(7)的数值解

即为公式(2)的数值解，即为满足要求的N个电平的开通角

离线计算不同N值下的开通角

(N电平开关表)存入主控板，用户从外部通讯接口对程序进行在线控制。具体控制过程包括：

(1)正常输出N电平电压阶梯波。主控板DSP利用离线存储的N个开通角(N电平开关表)完成N电平SHEPWM调制，控制各功率单元发波，经由级联变压器叠加输出；

(2)状态监控。对各路分控板发送上报的电压/电流信号、温度信号和Fault信号进行监控，发现异常进入容错控制；

(3)容错控制。主控机箱对发生故障的功率单元发出旁路指令，由对应分控板接收完成该路的旁路工作。对于剩余的n路正常功率单元(n＜N)，主控机箱调用对应的n电平开关表，进入类似(1)过程的n电平阶梯波输出工况。

实施例

以32电平功率放大系统要求输出消除三至二十次谐波的工况为例，具体说明：

(1)对级联变压器的目标输出波形进行傅里叶分解，获取目标输出波形的各次谐波的表达式

(b＝3,5,7，…，19为谐波次数)；

其中，各次谐波的表达式均含有

的三角级数形式的标量函数，α_i(i＝1,2,3,,,32)为32个功率单元的开通角组成的向量；

(2)对目标输出波形的各次谐波表达式取平方和，得到目标函数

结合α_i自身的约束范围得到约束优化模型A：

(3)将α_i不等式约束条件转化为罚函数的形式

将约束优化模型A转化为无约束优化模型B：

其中，t为引入的罚因子，为正数；

(4)采用面积等效原则计算开通角向量

的初值

(5)取t₀＝1代入模型B，将

作为初值进行迭代，

将收敛至

(6)取t_k＝10*t_k-1代入模型B，将

作为初值进行迭代，

将收敛至

k＝1,2,3，….；

(7)重复步骤(6)，当t充分大，即认为迭代得到的

作为模型A的解，组成

的α_i(i＝1,2,3,,,32)即为控制所需的32个开通角，得到32电平开关表；

(8)取N值等于31、30等(按照工程容错要求)，重复步骤(1)～(7)，得到31、30电平开关表；

(9)离线存入32、31、30电平开关表，正常状态下发送32电平阶梯波，监控各功率单元状态；

(10)一旦有功率单元发生故障，该路将被旁路，剩余功率模块切入相应的31或30电平阶梯波工况。

在32电平消除三至二十谐波问题上，传统的牛顿迭代法将不收敛；而如图6所示的32电平消除三至二十次谐波效果图显示，利用本发明提出的初值选取和迭代方法，可以良好解决这一问题。

综上所述，本发明采用SHEPWM(即：Selective Harmonic Elimination PulseWidth Modulation特定次谐波消除脉宽调制)方法以消除特定次数的目标输出波形的各次谐波，在求解SHEPWM方程的过程中，提出的基于内点法(即：步骤(5)～步骤(8))的方案可以解决电平数较多时迭代过程发散的问题，提出的基于面积等效原则的初值选取方法，也促进了迭代的收敛、加快了收敛的速度。

本发明提供的多电平功率放大系统，对于功率模块的实现采取模块化、分布式的设计。当电平数较大，输出电压/功率要求较高时，增加功率单元的个数即可实现系统的硬件扩展。相比于传统的箝位式拓扑，本发明提供的多电平功率放大系统控制方案更为简洁，使用级联变压器隔离各功率单元的输出侧，则使得各功率单元可以共用一台直流电源。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。