阅读说明：本技术 一种非均匀扩频的同步方法 (Non-uniform spread spectrum synchronization method ) 是由 熊军 孙博韬 那成亮 郑世民 黄龙 于 2019-08-15 设计创作，主要内容包括：本发明涉及通信技术领域,具体涉及一种非均匀扩频的同步方法,包括以下步骤：S1对信号进行非均匀扩频码捕获；S2对非均匀扩频码捕获后的信号进行非均匀扩频码跟踪；S3进行速率匹配,符号速率fb和采样速率fs的比例呈整数倍关系；S4对速率匹配后的信号进行GARDNER符号同步处理；S5对GARDNER符号同步处理后的信号进行载波同步处理；本发明解决了非均匀扩频系统的捕获和跟踪的问题,降低了算法处理的复杂度,算法适应能力更强。(The invention relates to the technical field of communication, in particular to a synchronization method of non-uniform spread spectrum, which comprises the following steps: s1, acquiring the signal by non-uniform spread spectrum codes; s2, tracking the non-uniform spread spectrum codes of the signals captured by the non-uniform spread spectrum codes; s3, carrying out rate matching, wherein the proportion of the symbol rate fb and the sampling rate fs is in integral multiple relation; s4 GARDNER symbol synchronization processing is carried out on the signals after rate matching; s5, carrying out carrier synchronization processing on the signals after the GARDNER symbol synchronization processing; the invention solves the problems of acquisition and tracking of a non-uniform spread spectrum system, reduces the complexity of algorithm processing and has stronger algorithm adaptability.)

一种非均匀扩频的同步方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种非均匀扩频的同步方法。

背景技术

直扩通信机理是发送方将数据信息通过相应处理调制到所需频带上发射，接收方则通过对应逆处理提取原始数据信息。然而，对于接收方而言，提取或恢复有效数据信息的关键所在是解决人为环境所造成的不确定度，解决此不确定度的过程被称为同步。

同步的重点是要求系统收发两端的信号在频率上和相位上保持一致，这样才能正确地解调出信息。其作用就是要实现本地产生的信号与接收到的信号在频率及相位上保持一致。同步过程一般说来包含两个阶段：捕获与跟踪。

(1)接收端由于并不知道对方是否发送了信号，因此，需要有一个搜捕过程，即在一定的频率和时间范围内搜索信号，也就是要把发送方发来的信号与本地信号的相位之差纳入同步保持范围内，即在扩频伪码一个码元时片内，这一阶段称为粗同步，也叫捕获。

(2)当捕获完成后，则需要进一步调整伪码及频率误差。无论由于何种因素导致频率和相位发生偏移，同步系统都能加以调整，使得继续保持同步，这一阶段称为精同步，也叫跟踪。

直扩系统采用码分多址(CDMA)技术，应用不同的伪随机序列码对不同发射终端的信息数据进行扩频解调，为接收某一发射终端的信息数据，就必须复现调制该信息数据的扩频伪码，讲复现的伪码同输入伪码在不同相位误差上做相关运算，使二者同步，从而完成对信息数据的解扩，该过程称为伪码捕获；由于发射终端与接收终端之间存在径向移动，会产生Doppler频移，因此为完成对某一发射终端信息数据的解调，必须搜索到相应发射终端所产生的Doppler频移的数值，该过程称为载波捕获。

因此，对于直扩系统信号的捕获是一个二维捕获过程。捕获结果是使本地参考码和接收码相位差值小于一个码元宽度，且收发码时钟频率基本一致，同时使载波相位对准，从而实现输入信号与本地信号的粗同步。

在完成直扩信号的捕获后，收发扩频伪码相位差在一个码元之内，从而转入跟踪状态。由于载波频率和伪码相位并非精准已知的先验信息，所以必须建立非相干码环来对伪码进行跟踪接收，即伪码跟踪环是建立在码环结构基于载波频率未知这一假定基础上的。在载波偏离额定指数的某个确定范围内，这种码环必须能够承受并发挥作用。基于上述考虑，就普通直扩系统接收终端的信号跟踪而言，可以采用非相干全时间超前—滞后结构形式的延迟锁定环DLL作为伪码跟踪环。

这种伪码跟踪环的相关运算采用了两个独立的相关器：超前码(早码)相关器和滞后码(晚码)相关器。输入信号分成两路：一路同超前本地参考码(早码)相关；另一路同滞后本地参考码(晚码)相关。相关结果再经过积分或累加、平方、加减运算完成鉴相。伪码跟踪环原理框图如图2所示.

伪码跟踪环由码相关器、码环路滤波器、码NCO和码产生器4部分组成。其中，码相关器起鉴相的作用、输入的数字中频信号分为两路，和本地载波I、Q两路相乘后进入码相关器，分别和早、晚两路伪码进行相关，得到4路相关结果，作加减运算后得到相位误差信号。

而相位误差信号经环路滤波后用于修正码NCO的频率控制字，使码NCO的输出频率按输入频率的动态变化。环路滤波器的作用不仅仅是滤除噪声，而且要能跟踪信号的动态。环路滤波器决定了伪码跟踪环的动态性能。

对于载波跟踪，可采用锁相环及科斯塔斯环实现，其作用是对伪码跟踪环的输出信号进行解调，得到数据信息，其中科斯塔斯环载波跟踪原理如图3所示。其由载波鉴相器、载波环路滤波器和载波NCO组成。输入信号经解扩后进入载波跟踪环，和本地载波I、Q两路进行混频，再分别经过低通滤波后相乘，得到相位误差信号，数据解调从I路输出。

科斯塔斯锁相环和普通锁相环一样，对动态应力是敏感的，然而它们能产生最精准的速度测量值。对于给定的信号功率电平，科斯塔斯锁相环也提供差错发生最少的数据解调，因此是载波跟踪环最希望的稳态跟踪模式。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明公开了一种非均匀扩频的同步方法，解决非均匀扩频系统的捕获和跟踪问题。

本发明通过以下技术方案予以实现：

一种非均匀扩频的同步方法，所述同步方法包括以下步骤：

S1对信号进行非均匀扩频码捕获；

S2对非均匀扩频码捕获后的信号进行非均匀扩频码跟踪；

S3进行速率匹配，符号速率fb和采样速率fs的比例呈整数倍关系；

S4对速率匹配后的信号进行GARDNER符号同步处理；

S5对GARDNER符号同步处理后的信号进行载波同步处理。

更进一步的，采用修正的半BIT匹配滤波算法进行伪码捕获，用数字匹配滤波器实现实现PN码捕获，当信号处在高斯白噪声中时，匹配滤波器可使输出信噪比最大。

更进一步的，半BIT相关峰值获取时，存在虚捕概率和漏捕概率，相关峰值门限大小合适，同时增加多个扩频码同时相关。

更进一步的，进行伪码捕获时，搜索采用数据分段法进行，每次用于相关的时间为N个伪码周期，里面包含M比特的时间，每段数据搜索K个码片的时间，完成一段数据的搜索后，进入等待状态，当收满下一段数据后，再重新开始搜索，直到相关峰值超过门限、完成捕获为止。

更进一步的，每段数据时搜索K个码片的时间，每个码片内以T_c/4的时间间隔进行相关，每段数据共需要计算KT_c÷T_c/4＝4K个时间点的相关值；由于频偏的存在，在每个时间点进行相关时，需要在各个频偏点也进行计算，各个频偏点的间隔取为f_d＝f_b，f_b＝1/T_b为比特速率，每个码相位点共需要计算M＝2f_max/f_d个频偏点的相关值，f_max为最大频偏值，此时频偏估计精度为f_b/2。

更进一步的，初始扩频码同步后，在解调的过程中进行跟踪，根据当前最佳采样点及前后两点计算出来的相关值的大小，来调整码相位，跟踪时在半个比特内进行相干累加，再进行N个比特周期的非相干累加。

更进一步的，计算相关值时，每次计算出3个相关值，若当前相关值最大，则最佳采样点保持不变；若之前点的相关值最大，则最佳采样点往前移动一个点；若之后点的相关值最大，则最佳采样点往后移动一个点。

更进一步的，伪码同步得到后，采用GARDNE符号同步算法，利用DDS算法完成速率匹配使得GARDNERGARDNE符号同步算法同步时可输入与采样点成整数倍关系的符号宽度，进而进行符号同步。

本发明的有益效果为：

本发明解决了非均匀扩频系统的捕获和跟踪的问题，降低了算法处理的复杂度，算法适应能力更强。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明的结构框图；

图2是本发明背景技术伪码跟踪环原理框图；

图3是本发明背景技术科斯塔斯环载波跟踪原理框图；

图4是扩频码捕获示意图；

图5是接收信号的扩频码边界和本地扩频码边界相差图；

图6是接收信号的扩频码边界和本地扩频码边界对应上图；

图7是两种相关峰值比较图；

图8是扩频码跟踪过程相关值计算示意图；

图9是半BIT叠加进行的码环处理，用于码环路跟踪装置图；

图10半BIT幅度计算，进行扩频码跟踪的超前，当前，滞后三种幅度对比图；

图11是Gardner符号同步实现过程示意图；

图12是非均匀扩频码的同步流程装置图；

图13是Gardner符号(BIT)同步后的星座图；

图14是Gardner符号(BIT)同步和载波同步后的星座图；

图15是定时偏差对信号的影响图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本实施例公开如图1所示的一种非均匀扩频的同步方法，包括以下步骤：

S1对信号进行非均匀扩频码捕获；

S2对非均匀扩频码捕获后的信号进行非均匀扩频码跟踪；

S3进行速率匹配，符号速率fb和采样速率fs的比例呈整数倍关系；

S4对速率匹配后的信号进行GARDNER符号同步处理；

S5对GARDNER符号同步处理后的信号进行载波同步处理。

解扩的第一步是扩频伪码捕获，也就是要在接收信号中捕获到一个与本地PN码一致的相位状态。扩频序列中的相位捕获一般采用匹配滤波器或相位搜索电路实现，接收机在搜索同步过程中，与接收信号中的PN码相位和本地PN码相位在相关器内相对滑动。

滑动过程中，当相关峰值超过捕获门限，标志完成同步捕获，此时收发双方的PN码的相位误差已经小于一个chip码宽；此后进入跟踪状态，调整本地码速率，使之随接收信号码速率变化，以保持两码的对准状态，相位差进一步缩小，相关性增大，获得高的解扩信号信噪比，满足以后的解调门限的要求。

实现伪码跟踪最基本的方法是采用延迟锁定环(DLL)，常用的延迟锁定环类似于一般锁相环，也是通过一种负反馈实现对伪码信号的跟踪，利用伪码的自相关特性形成一个误差信号，用该信号去控制本地码时钟的加减来跟踪外来码序列相位的变化。在扩频伪码的跟踪过程中，同时得到解扩结果输出，解扩的输出其实就为用本地伪码与接收信号相乘的过程。

匹配滤波器方法是常用的伪码捕获方法，用数字匹配滤波器实现。利用匹配滤波法实现PN码捕获，可大大缩短捕获时间，当信号处在高斯白噪声中时，匹配滤波器可使输出信噪比最大。

对于本系统，采用的是非均匀扩频，伪码长度为1023或2047，扩频比与信息速率有关，甚至有可能不是一个整数。在用匹配滤波器法实现伪码捕获时，采用的是非相干累加与相干累加相结合的方法，其中相干累加时间为半个比特的时间，非相干累加时间为N段相干累加数据(N个半比特)，假如伪码长度为1023，则每次累加的码片长度为1023的整数倍。

扩频码捕获是在扫频的同时利用扩频码进行滑动相关的过程，一旦相关峰超过门限，则能够精确得到接收信号扩频码字的初始码相位时间。扩频码捕获示意图如图4所示，扩频码周期为1023，捕获时最多需要搜索1023个伪码相位的时间，搜索采用数据分段法进行，每次用于相关的时间为N个伪码周期，里面包含M比特的时间。每段数据搜索K个码片的时间，完成一段数据的搜索后，进入等待状态，当收满下一段数据后，再重新开始搜索，直到相关峰值超过门限、完成捕获为止。

每段数据时搜索K个码片的时间，每个码片内以T_c/4的时间间隔进行相关，故每段数据共需要计算KT_c÷T_c/4＝4K个时间点的相关值。

由于采用的是非均匀扩频方式，扩频码相位与信息比特之间并没有对齐关系，为了顺利实现在一比特里面的相干累加，采样了半比特相干累加的方法，即将相干数据分为两组，每组相干累加的长度为半比特，两组相干累加的数据交错半比特。这样的话，必然会有一组相干累加的数据落在一个完整的比特内。如图5示意，数据流从左往右移动，每一次移动1/4码片，如果某一次滑动的时候，接收的PN码和本地PN码相差1/4个周期。

图6示意了经过上图54*T次滑动以后，接收信号的扩频码边界和本地扩频码边界对应上，此时每一个BIT有一半的采样点可以进行相干累加。因为此时不知道BIT的边界，所以只能采取半BIT叠加方式进行。

由于相关时的积分时间为M个比特周期，而相邻比特的值可能会发生跳变，因此不能采用相干累加，本方案采用非相干累加的方式，即在半个比特的时间内采用相干累加，M个相干累加值模的平方再相加作为最终的相关值。

由于频偏的存在，故在每个时间点进行相关时，需要在各个频偏点也进行计算，各个频偏点的间隔取为f_d＝f_b，f_b＝1/T_b为比特速率。因此每个码相位点共需要计算M＝2f_max/f_d个频偏点的相关值，f_max为最大频偏值。此时频偏估计精度为f_b/2。

只要在半个BIT频率偏移导致的相位偏移小于PI就可以。

半个BIT长度是

有三种速率：

采样速率fs；＝81.84MHZ

码片速率：fc＝10.23MHZ

BIT速率:fb＝32KHZ

内插倍数IPOINT＝fs/fc＝8

PN序列的码片长度CL＝1023,对应的采样点数是CLp＝8184。

一个完整的扩频码速率fallc＝fc/CL＝10.23KHZ

此时半个信息符号(BIT)对应的的采样点数sig2point等于1279

bfcw＝(fb*2)/fs；％％％信息控制字

sig2point＝1/bfcw；％％％％％％一个信号/一个BIT对应的采样点

那么一个扩频序列的周期内存在N个半BIT信息符号

M＝fix(fb*2/fallc)＝6

下面输入的信号phy_rcv_signal是按照1/4码片存储滑动的,每一次移动1/8CHIP然后就进行一次解扩处理，一次解扩处理进行N个半BIT间标量叠加，N个半BIT内矢量叠加，

bp_index1＝[1279 1279 1279 1279 1278 1279]

其实bp_index1叠加起来就是接近一个PN码的采样点个数,当然不一定是整数倍的关系，这样方便灵活，扩频码序列和比特速序列相对独立，不相互依存。

说明：gold_local就是本地PN扩频序列，原始扩频序列的码片数量是1023，8倍过采样就是8184的长度

这行语句是BIT内部的矢量叠加xcorrbit＝sum(xcorrsig(out_index))

这行语句是BIT间的标量叠加one_sig＝abs(xcorrbit)+one_sig；

最终xcorrsig_halfsum记录了半BIT叠加，xcorrsig_sum1记录的序列相关后直接叠加，***明半BIT叠加能够很好的估计出相关峰值点的位置，能够准确找到PN码的起始位置图7是两种相关峰值比较。

完成初始扩频码同步后，还需要解调的过程中进行跟踪，扩频码跟踪实际上是对扩频码相位的跟踪。扩频码相位跟踪是根据当前最佳采样点及前后两点计算出来的相关值的大小，来调整码相位，相关的方法与扩频码捕获时相同。扩频码跟踪过程相关值计算示意图如图8所示。

与捕获时类似，跟踪时也是在半个比特内进行相干累加，再进行N个比特周期的非相干累加。

每次计算出3个相关值，若当前相关值最大，则最佳采样点保持不变；若之前点的相关值最大，则最佳采样点往前移动一个点；若之后点的相关值最大，则最佳采样点往后移动一个点。图9为半BIT叠加进行的码环处理，用于码环路跟踪装置。

图10示意了采用半BIT幅度计算后，进行扩频码跟踪的超前，当前，滞后三种幅度对比图，完成扩频码捕获和跟踪之后，达到去除扩频码信息后，进行BIT的同步，以及载波同步，这些处理都可以串行实现，降低了算法处理的复杂度。

由于在一般的直接序列扩频系统中不需要单独的符号定时模块，所以几乎没有专门的算法讨论扩频信号的定时恢复问题。因为普通的直扩系统中一个伪码周期就对应着一个或多个固定的符号周期，当伪码同步得到了以后，符号定时同步也就得到了。而在非均匀扩频系统中，扩频伪码的起始位置与某个符号的起始位置没有一一对应的关系，所以还需要进行符号同步。

对低通滤波后的信号进行符号同步的过程与普通非扩频信号基本相同。本软件采用Gardner符号同步算法，由于GARDNER算法同步需要输入符号宽度是采样点的整数倍关系，故此还需要通过如下DDS算法完成速率匹配。例如如果需要DDS后的信号采样速率fs_down是fb速率的OSR＝60倍,则可以得到DDS的中的比特控制字bfcw＝fs_down/fs,来调整信号的速率

OSR＝60；

fs_down＝fb*OSR；

bfcw＝fs_down/fs；

上面已知采样速率fs；＝81.84MHZ

码片速率：fc＝10.23MHZ

BIT速率:fb＝32KHZ

上面算法中xBITin是输入信号，xBITout是输出信号，其实现过程示意图如图11所示。

图12是非均匀扩频码的同步流程装置；图13是Gardner符号(BIT)同步后的星座图；图14是Gardner符号(BIT)同步和载波同步后的星座图。

扩频码同步算法的性能主要是在捕获阶段的漏捕和虚捕概率，这两个概率越小越好。

漏捕和虚捕概率取决于门限值的选取，由信息比特的归一化信噪比E_b/N₀，可以得到每个码片的归一化信噪比E_c/N₀为

E_c/N₀＝(E_b/N₀)×(R_b/R_c)

上式中：R_b为有用信息速率，R_c为码片(Chip)速率。在ADC前端有模拟AGC，使得到达ADC的模拟信号的功率为固定值，在低信噪比的条件下，有用信号的功率远小于噪声，因此到达ADC的模拟信号的功率基本上全是噪声的功率。输入模拟信号经ADC采样、数字下变频和匹配滤波后，得到的复数字信号功率记为2σ²，这实际上大部分是噪声的功率。由此可以得到复有用信号的功率为

S＝(E_c/N₀)×(R_c/B_c)×2σ²

上式中：B_c为匹配滤波后的等效噪声带宽，对于采用矩形脉冲成形的系统，有B_c＝R_c。

根据前面所述的相关方法，是在半个比特内进行相干累加，而后M组相干累加值再进行非相干累加。若搜索时码相位恰好在最佳采样点及搜索频偏与实际频偏完全一致，此时有最理想的相关效果，相干累加时有用信号幅度成线性叠加，而噪声功率成线性叠加(噪声为高斯白噪声)，累加后噪声能量变为Pσ²T_c、有用信号能量变为P²ST_c/4，P为一个比特内的扩频码片数，即扩频比。再经过M次非相干累加后，得到的相关值为R_i，由随机信号的理论可知，

的概率密度函数f_S(x)服从非中心χ²()分布，即分布参数为ncχ²(2M,MPS/2σ²)。若没有有用信号时，非相干累加后得到的随机变量

的概率密度函数f_N(x)服从中心χ²()分布，即分布参数为χ²(2M)。若判断是否捕获上的门限为R_th，则当存在有用信号时漏捕的概率为

在Matlab里面有非中心χ²()分布的概率累积函数(ncx2cdf)，可以很方便的计算得到漏捕概率。经过M个搜索周期后，漏捕的概率进一步降低，变为

P_L＝P_l ^M

当没有有用信号，而在某一次搜索计算时虚捕的概率为

在Matlab里面也有中心χ²()分布的概率累积函数(chi2cdf)，也可以很方便的计算得到漏捕概率。在一遍码相位搜索过程中，需要搜索1023个码相位，每个码相位点需要计算f_max/f_b个不相关的频点，因此，在一次搜索周期中所计算出来的相关值中有L＝1023×f_max/f_b组值是不相关的，故伪码捕获模块在一次搜索周期中虚捕的概率为

P_f＝1-(1-P_f1)^L

随着时间的增加，虚捕概率会增大，经过M个搜索周期后，虚捕的概率为

P_F＝1-(1-P_f)^M＝1-(1-P_f1)^LM

当搜索时码相位不在最佳采样点时，一方面会使有用信号功率变小，另一方面还会带来码间干扰，等效于引入了一个噪声。设成形波函数为h(t)，当存在定时偏差εT_c(-0.5≤ε＜0.5)时，得到的采样值为

上式中：a_k为发送的Chip序列值；第一项a_jh(εT_c)是第j个Chip脉冲在抽样时刻t＝jT_c+εT_c的值；第二项

是除第j个Chip外的其它所有Chip在t＝jT_c+εT_c时刻取值的总和，即码间干扰值。对于本系统，由于采用矩形成形，h(t)具有三角形的特性，在Chip序列随机分布时，图15给出了定时偏差对信号的影响。

在本系统中，采样率约为Chip速率的8倍，故有ε_max＝1/16，此时信号衰减了约0.56dB，等效信噪比约为23dB，比信干比(-40dB)大得多。实际上可以认为定时偏差在0～ε_max服从均匀分布，此时平均信号衰减量为0.25dB，平均等效信噪比为35.9dB，因此定时误差对本系统的影响基本可以忽略。

当搜索频偏与实际频偏不一致时，将会使得相干累加后有用信号功率变小。若搜索频偏与实际频偏的差值为f_r，则相干累加后有用信号功率变小的因子为sinc²(πf_rPT_c/2)，由本系统算法可知，f_r最大为

可以认为f_r在

间服从均匀分布。

由扩频码同步算法性能分析可知，扩频相关峰值的分布参数为ncχ²(2M,MPS/2σ²)＝ncχ²(2M,ME_b/N₀)，设判决门限为则有R_th＝r_thPT_cσ²/2。按照本算法的相关过程：半比特(P/2个码片)先做相干累加，M个半比特再做非相干累加，在信噪比较低(如E_b/N₀＝3)、扩频比P≥8时，信号功率会淹没在噪声里，此时接收到的功率基本上全是噪声的功率，相关后噪声的能量为

因此有R_th＝r_thE_N/2M，如果在捕获前对信号进行AGC控制，则σ²被控制成某一定值，E_N可以根据参数计算得到，R_th与r_th之间也为一简单的可知关系，确定了r_th，也就确定了R_th。

由上可知，在E_b/N₀一定的情况下，虚捕、漏捕概率只与判决门限r_th及M有关。虚捕概率和漏捕概率是一对矛盾，需要选择合适的r_th，同时兼顾虚捕概率和漏捕概率。实际中，一次漏捕概率可以选得稍大一些，比如到0.1，通过多次捕获后，可以降低漏捕概率；而一次虚捕概率则需要尽量选得小一些，因为经过多次捕获后，虚捕概率会增大。在r_th＝210时，一次漏捕概率和一次虚捕概率都已经很小了，M越大，虚捕概率和漏捕概率都越低，捕获性能越好，但同时捕获所需要的时间也会增加，实际中需要在捕获时间和捕获概率之间进行折中。在M＝64时，一次漏捕概率和一次虚捕概率都已经很小了。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。