阅读说明：本技术 电流输出的及与其相关的改进 (Improvements in and relating to current output ) 是由 彼得·拉尔克 于 2018-07-10 设计创作，主要内容包括：一种电流输出装置,其适于与负载电连接以向该负载输出电流。该装置包括：电流输出端子,用于连接所述负载的第一端子,以向该负载传递电流。提供有电流输入端子,用于连接所述负载的第二端子,以接收从该负载返回的所述电流。电压调节器可操作以向所述电流输出端子提供电压,该电压被调节为与施加到所述电流输入端子的电压有差异,所述差异的量足以使所述电流从所述电流输出端子经由所述负载而流向所述电流输入端子。所述电压调节器可操作并被布置以向所述电流输出端子提供正极性的或负极性的电压,用于将所述电流分别提供给对所述电流输出端子呈现正极性的或负极性的电压的负载。(A current output device is adapted to be electrically connected to a load to output a current to the load. The device includes: a current output terminal for connection to a first terminal of the load to deliver current to the load. A current input terminal is provided for connection to a second terminal of the load to receive the current returned from the load. The voltage regulator is operable to provide a voltage to the current output terminal that is regulated to differ from a voltage applied to the current input terminal by an amount sufficient to cause the current to flow from the current output terminal to the current input terminal via the load. The voltage regulator is operable and arranged to provide a positive or negative polarity voltage to the current output terminals for providing the current to a load presenting the positive or negative polarity voltage to the current output terminals, respectively.)

电流输出的及与其相关的改进

技术领域

本发明涉及电流输出电路及方法。具体而言，本发明涉及用于向不含有其自身电源的负载(灌负载，sink load)提供电力或者从含有其自身电源的负载(拉负载，sourceload)获取电力的电路。本发明涉及，用于根据需要利用自己本身的装置将电流输出至任意类型的负载的装置。本发明还允许将电流输出至拉负载，同时减少装置的电路元件内的功率耗散。

背景技术

可能经常需要在危险环境中使用电子器件。例如包括含有挥发性物质的环境。产生危险的原因是来自电子器件的热或火花可能使挥发性的物质点燃。因此，在这些危险环境中使用的电子电路必须遵守严格的安全/保护标准，以确保不会出现这些危险。

提供这种保护的一种方法是为危险的负载提供电位隔离的电源。这是通过采用变压器电路系统来实现的，通过该系统，电力可以从外部电源传输到危险环境中的电路。为了优化安全性，在危险环境中的电路内的电流、功率和电压应该被限制在防止由于该电路产生的热等而点燃挥发性物质的水平。

如果需要提供电流的负载是不含有其自身电源的负载(灌负载)，则需要专用类型的电流供应电路来满足这些需求。在这种电路中，从电流供应装置中汲取的电流所产生的电力基本上在负载中被耗散。然而，当负载含有其自身电源(拉负载)时，需要不同的电流供应电路。在那种情况下，在电流供应装置本身中可能耗散更大比例的电力。这是不希望的，因为其浪费能源并导致对电流供应装置中的电路元件的加热，这些热可能会对其造成损害。

本发明旨在提供改进的电流供应装置。

发明内容

最一般地，本发明包括经由电流输出端口来供应电流，在该电流输出端口处电压的极性可控地可变化，以适应与该电流输出端口连接的负载的电压的极性。这使得使电流输出端口适合向灌负载或拉负载输出电流，该灌负载或拉负载在被连接时可以呈现与电流输出端口的相应极性相反的电压。

根据本发明，提供了一种如所附权利要求书所述的装置和方法。本发明的其他特征将从从属权利要求和接下来的描述中变得明了。

在第一方面，本发明提供一种电流输出装置，其适于与负载电连接以向该负载输出电流，该装置包括：电流输出端子，其用于连接所述负载的第一端子，以向该负载传递电流。提供电流输入端子，其用于连接所述负载的第二端子，以接收从该负载返回的所述电流。提供电压调节器，并且其可操作以向所述电流输出端子提供电压，该电压被调节为与施加到所述电流输入端子的电压有差异，所述差异的量足以使所述电流从所述电流输出端子经由所述负载而流向所述电流输入端子。所述电压调节器可操作并被布置以向所述电流输出端子提供正极性的或负极性的电压，用于将所述电流分别提供给对所述电流输出端子呈现正极性的或负极性的电压的负载。

以这种方式，可以控制在电流输出端口处提供的电压的极性和大小，以符合当拉负载或灌负载与该端口连接时呈现在电流输出端口处的条件。这使得电流能够从电流输出端口流出，并提供到连接的负载中，而不管负载是拉负载还是灌负载。电流供应电路的结构和元件不需要被修改，以允许该先前用于向拉负载提供电流的电流供应电路被用于向灌负载供应电流，反之亦然。这种多功能性对可能需要该设备适于在任何一种情况下使用的用户特别有益，因为用户打算使用它在不同的时间/地点提供不同类型的负载，或者因为他们还不知道将来将使用哪种类型的负载。

当向灌负载提供电流时，所述装置可操作以向所述电流输出端子提供正极性的电压，当向拉负载提供电流时，所述装置可操作以向所述电流输出端子提供负极性的电压。

以这种方式，简单的装置可以被控制为向其电流输出端子提供极性电压，该电压适合于连接到该端子的并被提供有电流的任何类型的负载(例如，灌/拉负载)。

该装置可以通过以可变比例交替地按顺序组合两个极性相反的直流(DC)分量电压，在输出端子处提供极性可变的电压。所述可变比例(例如，脉冲宽度调制中的，例如时间的比例)可以使得以这种方式提供的净极性与在这种组合的两个分量电压中具有更大比例的直流分量电压的极性相匹配。因此，净电压的大小可以与两个直流分量电压之间的大小之差、和/或两个直流分量电压在时间上交替相继组合的相对时间比例成比例，或至少由其确定。

该装置可以并发地且同时地提供两个直流分量电压，使得它们可以及时连续地组合，即使，如果需要，两个直流分量电压的比例或组合方式可以随时间变化。

电压调节器可包括开关单元，其被布置以提供在正DC极性和负DC极性的DC分量电压之间交替地切换的电压。电压调节器可以被布置以在选定的相应时间段交替地向平滑电滤波器提供正DC极性的电压和负DC极性的电压，并将结果输出到电流输出端子，作为DC电压。以这种方式，电压调节器可包括电滤波器，该电滤波器被布置以将从开关单元输出的电压的变化进行平滑，用以供应到电流输出端子。这一开关操作可以由开关装置来执行，该开关装置包括可操作为以相反的相对方向进行切换的两个开关(例如一个或多个二极管、一个或多个晶体管)，使得当用于连接/供应正DC极性的DC分量电压的一个开关不导通(关断)时，用于连接/供应负DC极性的DC分量电压的另一个开关可以是导通(接通)的，反之亦然。

两个直流分量电压可以具有相似或实质上相同的大小，但极性相反。这两个直流分量电压可以由该装置产生，作为从同一个交流(AC)电压信号中整流的单独的直流电压信号。两个直流分量电压可以优选地由变压器绕组提供。该装置可以被布置用于与变压器绕组的端子电连接，并且用于从变压器绕组获得两个直流分量电压。交流电压信号可以由该装置的交流电压单元生成。该交流电压单元可包括变压器电路的变压器绕组，所述变压器电路可操作以由交流驱动信号驱动，所述变压器电路响应于该交流驱动信号来生成所述交流电压信号。

所述电流输出装置可以包括同步整流器，所述同步整流器被布置以对由耦合到该同步整流器的第一变压器绕组提供的交流电压信号进行整流。该同步整流器可以包括晶体管，其被布置以提供第一变压器绕组的交流电压的全波整流。因此，同步整流器可以在其交流电压的每一个周期的两个半周期内都提供来自第一变压器绕组的电流，使得在变压器绕组的整个交流周期内，第一变压器绕组的负极性端被呈现给与电流输出装置的电流输出端子电连接/联通的电压调节器。因此，在交流电压周期内，当第一变压器绕组的负极性端从绕组的一个物理端到另一个物理端交换位置时，则选择具有负极性的物理绕组端作为变压器端，该变压器端(例如经由电压调节器)与电流输出装置的电流输出端子进行电连接/联通。

在同步整流器中使用的晶体管优选地具有这样的结构，该结构允许当晶体管栅极被偏置时，电流可以在任意方向上流动。示例包括FET。一些说明性实例包括：结型FET(JFET)或绝缘栅FET(IGFET)，例如MOSFET等。MOSFET是优选的，因为其栅极驱动通常更容易，MOSFET的设计有很多选择，而且MOSFET通常比其他FET便宜。所述同步整流器可以被布置以向所述电压调节器提供经整流的电压。同步整流器优选地包括场效应晶体管(FET)。电流输出装置可以包括控制单元，其被布置成同步地控制FET的导电率，以向电压调节器提供负极性的直流电压。

所述同步整流器可以包括被布置成以桥形式的多个(例如，四个或更多)FET。理想的是，每一个这样的FET的栅极端子可以电连接到相应交流电压源(例如变压器绕组)(并由相应交流电压源驱动)。同步整流器可以具有被成对布置的FET，其中每一对FET与交流电压源(例如绕组)的两个相反极性的输出端子中的相应一个串联电连接。优选地，每一对FET中的每一个FET的漏极端子(被布置用于)电连接到所讨论的对(或被布置用于)与其电连接的所述AC电压源(例如，一个绕组端)。优选地，给定的一对FET中的每一个FET的源极端子(或被布置用于)与电压调节器、接地端子电连接中的相应的一个电连接。理想地，在一对这样的FET中，被布置用于与接地端子电连接的FET是P型FET。理想地，在一对这样的FET中，被布置用于与电压调节器电连接的FET是N型FET。理想地，在这两对FET中的每一对中，FET被布置为允许它们被驱动，使得电流经由一对FET的P型FET流到另一对FET的N型FET。理想地，可以驱动两对FET，使得电流在一对FET的P型FET的源极端子处被接收，并且经由另一对FET的N型FET的源极端子输出。理想地，每一对FET的栅极端子被同步地且一致地驱动。理想地，所述FET的不同对(例如两对)的栅极端子由交流电压源反相驱动，使得连接到交流源的一个电压端子(例如绕组端)的一对FET的漏极被驱动为“接通”，而连接到交流源的另一端子(例如另一绕组端)的另一对FET的栅极端子被驱动为“关断”，反之亦然。这提供了同步整流能力。

电流输出装置可以包括又一个整流器，所述又一个整流器电耦合到所述第一变压器绕组，并且被布置以对由与所述又一个整流器耦合的所述第一变压器绕组提供的交流电压信号进行整流，并且向所述电压调节器提供经整流的电压，作为正极性的直流电压。无源二极管可用于此目的，例如，被布置以提供全波整流器，例如桥式整流器。

所述控制单元可以被布置为电连接到或者可以包括第二变压器绕组，该第二变压器绕组耦合到(或者用于耦合到)同步整流器的FET的栅极端子。第二变压器绕组处的电压极性可以是受控的/可控为与第一变压器绕组处的电压极性相反。所述控制单元可以被设置以向所述同步整流器的FET的栅极端子施加正极性电压。所讨论的晶体管可以电耦合到第一变压器绕组的一端。当第一变压器的该端具有负极性电压(例如，上述相反的电压极性)时，可以施加上述正栅极电压。因此，可以将第一变压器绕组的负极电压呈现给电压调节器，以用于在电流输出端子处提供电压。

电流输出装置可以包括电流控制器，所述电流控制器电连接到所述电流输入端子，并且被布置用于调节返回的电流的大小，以与预定的大小实质上匹配。

电压调节器可以电连接到电流输入端子，从而接收该处的电压作为输入信号，并且根据电流输入端子处的电压来调节被提供到电流输出端子的电压，从而调节在电流控制器中耗散的电力(例如，最优选地被最小化)。

附图说明

为了更好地理解本发明，并且显示如何实施本发明的实施例，现在将仅以示例的方式参考附图，附图中：

图1示意性地示出了电流输出装置；

图2示意性地示出了根据本发明实施例的电流输出装置；

图3示出了根据本发明的实施例的图2中的装置的电流输出电路的相关部分的电路设计；

图4A和图4B每一个都示意性地示出了本发明的实施例的同步整流器的操作；

图5A和图5B每一个都示意性地示出了本发明的实施例的桥式整流器的操作；

图5C示意性地示出了两个桥式整流器的操作；

图5D和图5E每一个都示意性地示出了图5C中的两个桥式整流器中的相应一个整流器的操作；

图6示意性地示出了到本发明的实施例的电压调节器的比较器的电压输入信号及其对应的同时产生的输出电压信号；

图7示意性地示出了电路图，该电路图示出了与图6所示的其电压输入和输出信号相关的本发明的实施例的电压调节器的某些元件；

图8示意性地示出了根据本发明的实施例的电流输出装置；

图9示意性地示出了根据本发明的实施例的电流输出装置；

图10示意性地示出了根据本发明的实施例的电流输出装置。

具体实施方式

在附图中，为了一致性，相同的项被分配相同的参考数字。

图1示意性地示出了用于在电流输入电路区域1和电流输出电路区域2之间传输电流的电流输出装置，该电流输出电路区域2与输入区域电流隔离。电流输入和输出电路之间的电磁耦合由变压器来提供，所述变压器包括被布置在电流输出电路区域中的斩波器单元5的斩波器绕组5B，该斩波器绕组5B与布置在电流输入电路区域中的斩波器单元6的斩波器绕组6B电磁耦合。电流输出电路区域的斩波器单元5与斩波器控制单元7电连接，并在功能上由斩波器控制单元7控制，该斩波器控制单元7包括斩波器控制绕组7B(中心抽头变压器绕组)。斩波器控制绕组7B与电力电路区域3的变压器驱动绕组3C电磁耦合，并且与变压器驱动绕组3C共同定义了变压器。

电流输入电路区域的斩波器单元6与斩波器控制单元8电连接，并在功能上由斩波器控制单元8控制，该斩波器控制单元8包括斩波器控制绕组8B(中心抽头变压器绕组)。斩波器控制绕组8B与电力电路区域3的变压器驱动绕组3C电磁耦合，并且与变压器驱动绕组3C共同定义了变压器。电力从电路区域的外部电源3A经由线路调节单元3B和电力电路的变压器绕组3C输送到斩波器控制绕组单元7、8。线路调节单元3B用于调节如此供应的电力，并且可以是任何合适的电力调节器，例如这种调节器对于本领域普通技术人员而言将是非常明了且可用的。

变压器驱动绕组3C不仅以电流隔离的方式为电流输入和输出电路区域1、2的斩波器控制单元7、8提供电力，而且还为电流输入电路区域1的电力变压器绕组16提供电力，并同时为电流输出电路区域2的电力变压器绕组17提供电力。变压器驱动绕组构成以电流隔离的方式电磁耦合的变压器装置，其中电流输入电路和输出电路的每个电力变压器绕组16、17完全一致，从而能够同时从外部电源向电流输入电路和电流输出电路提供电力。电流输入和输出电路的功率绕组16、17的两个端子中的每一个分别与所讨论的电流输入或输出电路的相应全波桥式整流器电路9、10电连接。

这使得输出自给定连接的功率绕组16、17的交流电流能够进入到相关的全波桥式整流器9、10中，并且将来自整流器的输出作为经整流的电流。桥式整流器9、10的未与相应功率绕组16、17的端子连接的阳极与接地端子连接，而桥式整流器的未与相应功率绕组(16或17)的端子连接的阴极9、10与电流输出端子12，30电连接。在电流输入电路区域1的情况下，所讨论的阴极限定桥式整流器电流输出端口12，用于在使用时电连接到输入电路区域的电流灌输入11部分。该电流灌输入部分从功率绕组16(其向桥式整流器电路9提供电流)汲取电流，然后电流灌输入部分将电流引出到电流输入电路区域1的斩波器单元6的电流输入端口13。

然后，通过电流灌输入11提供至斩波器单元6的电流被斩波器单元6及其斩波器绕组6B所利用，以电磁地产生与电流输出区域中的斩波器单元5对应的斩波器绕组5B内的电流信号，并且与斩波器绕组5B共同形成变压器。以这种方式，电流输出电路区域2的斩波器单元5作为“电流跟随器(current follower)”，其重新产生由与其电流隔离的电流输入电路区域的电流灌输入11所提供的电流信号。类似地，在电流输出电路区域2的情况下，不与电流输出电路的功率绕组17电连接的全波桥式整流器单元10的阴极形成整流器的电流输出端口30。该电流输出端口在使用中与电流“灌(sink)”负载(或无源负载)32电连接。该电流灌负载经由桥式整流器单元10从功率绕组17汲取电流，其中该功率绕组17向电流输出电路区域2的桥式整流器10提供电流。电流灌负载随后将电流导向到电流输出电路区域的电流输入端口31中。在电流输出电路区域中，该电流输入端口经由电流控制单元22电连接到斩波器电路5的斩波器绕组5B的电流输入端口，从而使得能够在电流输入电路区域1和电流输出电路区域2之间形成电磁耦合，以允许电流输出电路区域2中的电流“跟随”电流输入电路区域1中的电流。

电流控制器单元22包括可变阻抗单元34，该可变阻抗单元34为FET(场效应晶体管)的形式，并且具有漏极端子和源极端子，所述漏极端子连接到电流输入端子31以接收来自“灌”负载的电流，所述源极端子连接到斩波器单元5以向其提供信号。特别地，斩波器控制绕组驱动斩波器对信号电流进行斩波。FET 34的栅极端子与差分放大器35的输出端口连接，并且差分放大器的反相和非反相输入端口分别与FET 34的源极端子和接地端子电连接。因此，由差分放大器生成的输出信号与FET的可变阻抗两端的压降成比例，其反过来确定被提供到FET的栅极端子的信号，以控制其阻抗，作为反馈回路。其用于将通向电流输出电路区域的斩波器单元5的电流保持在稳定的、预定的水平或保持在期望的范围以内。特别地，差分放大器(运算放大器)被设置为控制FET 34的栅极电压，以使FET 34的源极电压以及因此斩波器和斩波器绕组上的电压最小化，从而使精度最大化。在电流输入电路区域1中的斩波器单元6斩波到地并且在实践中具有很小的穿过其中的直流(DC)电压。为了输入和输出之间的对称性以及电流传输精度，在电流输出电路区域2中的斩波器单元7也被控制为0V直流。

目前已经根据电流从电流输入电路区域1中的电流灌输入11到电流隔离的电流输出电路区域中的电流“灌”(无源)负载的传输描述了图1中的设置说明。然而，当电流灌输入11被替换为电流拉输入14，并且同时无源“灌”负载被32替换为有源负载(电流“拉(source)”负载)33时，也可以实现电流输出。这些拉/有源输入和负载包含它们自己的电源(如图1所示)，从而使电流输入和输出电路区域1、2的功率绕组16、17和关联的桥式整流电路9、10冗余。相反，电流拉输入14和电流拉负载33的电流输入端子被连接到电流输入和电流输出电路区域的相应接地端子15、35，并且电流拉输入/负载14，33的电流输出端子被连接到所讨论的电流输入/输出电路区域的相应斩波器电路6、5。因此，“有源”负载33不能被连接到电流输出电路区域的电流输出端口30，并且“无源”负载不能被连接到电流输出电路区域的电流输出端口35。一对电流输入和输出端口不能同时服务于两种类型的负载(“有源”和“无源”)。

这说明了限制的原理，该限制也在对于本领域技术人员而言是可以获得的、无论形式和结构与图1如何不同的其他电流输出电路中发现。

参见图2，其以示意性的形式示出了本发明的实施例，其被呈现为对图1的示意性电路的修改，以便更好地理解本发明，特别地，图1的电流输出装置的电流输出部分还包括同步整流器单元18、脉冲宽度调制(PWM)单元20、24和电平滑滤波器单元28、29。二极管26允许电感电流从同步整流器18流向电平滑滤波器28、29，同时PWM晶体管24被关断。

同步整流器单元18包括四个以桥形式布置的场效应晶体管(FET)，使得每个FET的漏极端子电连接到电流输出电路区域的功率绕组17的相应端。同步整流器18的四个FET中的第一对FET的每一个的漏极端子都与功率绕组17的一端电连接，而包括四个FET中的另外两个FET的第二对FET的每一个的漏极端子都与功率绕组17的另一端电连接。FET的第一对FET的一个FET和第二对FET的一个FET的源极端子连接到电流输出电路区域的接地线/端子。第一对FET和第二对FET的另一个FET的源极端子经由电平滑滤波器单元28、29与电流输出电路区域的电流输出端子30(间接地)电连接。以及中间二极管26被设置在这些FET源极端子和电平滑滤波器之间，该二极管26的阳极与前者相连接，其阴极与后者相连接，从而允许电感电流从同步整流器18流向电平滑滤波器28、29，同时PWM晶体管24被关断。也就是说，当PWM晶体管24从“接通”状态转变为“关断”状态时，所导致的电感输入端子25处的电流(dI/dt)的迅速下降感应出由电感器的电感(L)产生的电压(V＝–LdI/dt)。开关模式电感器将抵抗“反电动势(back emf)”为V的电流的变化，因此，当施加使电流缓升(δi＝(V⁺–V_输出)δt/L)的正电压(V⁺)时，电容器29上的电压将增加。然后施加使电流缓降(δi＝(V^-–V_输出)δt/L)的负电压(V^-)时，电容器29上的电压将减少。在稳定输出时，两个δi值趋于相等并相反，但δt值受到控制，以保持电容器上的合适的电压。PWM混合是通过使电感电流缓升和缓降来实现的，其具有将两个电压混合到输出电容器29上的作用。

这种感应出的“反电动势”在二极管26处放置正向偏置电压，使其导通并允许电流从同步整流器流过其中到达电平滑滤波器28、29。在可替代的实施例中，该开关操作可以通过在PWM开关24为“关断”时可以被控制为导通(接通)的另一个开关装置(例如一个或多个晶体管)来执行。以这种方式，开关操作通过开关装置来执行，该开关装置包括可操作为以相反的相对方向进行开关的两个开关(例如二极管26、晶体管24)，使得当用于将正DC极性的DC分量电压连接/供应至平滑单元28的一个开关24不导通(关断)时，用于将负DC极性的DC分量电压连接/供应至平滑单元28的另一开关26导通(接通)，反之亦然。

电容器19位于全波桥式整流器单元10以及与其连接的功率绕组17的端部之间。这些电容器19将来自功率绕组17的交流电压耦合到整流器10，以避免(正电压)整流器10和(负电压)整流器18需要单独的绕组。

第一对FET的FET的栅极端子中的每一个都与斩波器控制单元7的斩波器控制绕组7B的一端共同连接，而第二对FET的FET的栅极端子中的每一个都与斩波器控制单元的斩波器控制绕组7B的另一端共同连接。结果，在操作中，施加到第一对FET的栅极端子的电压与施加到第二对FET的栅极端子处于相反相位(即相反的极性)。这也意味着同步整流器单元18与斩波器控制绕组和斩波器单元5被同步驱动。

PWM单元20、24被布置以接收两个输入信号。第一输入信号23是呈现于电流输出电路区域的电流输入端子31处的电压电平，第二输入信号21是来自全波桥式整流器单元10的电流输出。PWM单元包括开关24，其被布置以根据第一输入信号23的值将第二输入信号21施加到PWM单元的输出端口25。当开关变为导通时，则来自全波桥式整流器的电压21被施加到PWM单元的电流输出端口，然后从那里被施加到与PWM单元的输出端口连接的电平滑滤波器的输入端口25。当开关变为不导通时，输出自同步整流器18的电压被施加到电平滑滤波器28、29的输入端口25。被呈现给电流传输电路区域2的电流输出端口30的电平滑滤波器28、29的输出处的电压的大小和极性受到PWM 20占空比的控制。

PWM单元(和电平滑滤波器)从其接收输入电流的全波桥式整流器10的端子具有正电压极性，而平滑滤波器从其接收输入电流的同步整流器单元18的端子具有负电压极性。PWM单元操作为在受控的时间段内交替地将正极性电压和负极性电压组合，使得因此输入到电平滑滤波器输入端子25的电压呈现输出电压，该输出电压在被平滑滤波器平滑时，具有由组合电压的持续时间所决定的极性和大小。也就是说，PWM单元20、24的开关24的时间宽度或占空比可控地确定被呈现给电流传输电路区2的电流输出端口30的电压(派生自桥式整流器10和同步整流器18)的大小和极性。

因此，可以以使其适合地连接到或者“无源”/“灌”负载32的电流输入端口(通常为正极性)或者“有源”/“拉”负载33的电流输入端口(通常为负极性)的方式，可控地改变电流输出端口30处的电压的大小和极性。为了说明的目的，在图2中都有示出以这种方式连接的“有源”负载和“无源”负载。然而，在使用中，负载通常单独是一种类型或另一种类型，而不是同时为两种类型。

图3示出了显示有图2的示意图的电流输出电路区域2的元件的电路图。

斩波器控制绕组7B包括中心抽头绕组，其端子连接到接地线。与斩波器控制绕组7B连接的两对二极管60、61也都与+5伏干线(rail)和–5伏干线连接。这些二极管60中的第一对包括串联连接的两个二极管，这两个二极管的阴极终端连接到+5伏干线，而该对二极管的阳极终端连接到–5伏干线。相同的布置也适用于两对二极管中的另一对二极管61。平滑电容器62与+5伏干线、–5伏干线和接地线中的相应一个连接。应当指出的是，也可以将除了+/–5伏以外的电压提供到上述的干线中。

中心抽头斩波器控制绕组7B的两端中的每一端的相应一个在两对二极管60、61之间的点处与二极管60、61中的相应一个电连接，并且还与斩波器单元5的场效应晶体管(FET：65、66、67、68)的栅极端子电连接。斩波器单元5包括斩波器绕组5B，该斩波器绕组5B的端子端部电连接到两对FET 66、67；65、68中每一个相应FET的源极端子，其中该两对FET连接到斩波器绕组5B的相对的相应端部。两对FET中的每一对的一个FET 67、68的漏极端子连接到电流输出电路区2的接地干线，而两对FET中的每一对的另一个FET 65，66的漏极端子连接到电流控制器的可变阻抗单元34的电流输出端口，在使用中由此从与之连接的负载(拉负载或灌负载)接收被输入到电路的电流输入端子31的电流。

电阻器69连接斩波器绕组5B两侧的两对FET中的每一相应对FET的栅极端子。来自斩波器控制绕组7B的电压经由电阻器69被馈送到栅极端子，以控制所讨论的FET的导电率，从而精确地操作斩波器。

应当指出的是，斩波器控制绕组7B的端子端部不仅连接到斩波器单元5的FET，而且同时连接到上述同步整流器单元18的FET 40、41、42、43的栅极“G”。这允许经由在斩波器控制绕组7B和同步整流器单元18的FET栅极端子之间连接的中间电阻器和电容器向同步整流器单元的FET的栅极提供栅极电压信号，如图3所示。应当指出的是，同步整流器18的FET的连接(源极端子和漏极端子)与斩波器电路5的FET的连接相对于它们所服务的相应变压器绕组是不同的。同步整流器单元18和全波桥式整流器单元10的操作将分别参照图4A和图4B以及参照图5A至图5E来进行详细描述。

图3更详细地示出了图2中的电流输出电路的主要电路元件。

同步整流器18包括被布置成桥形式的四个场效应(FET)晶体管40、41、42、43的布置。四个晶体管中的每一个的漏极端子连接到电流输出电路的功率绕组17，四个晶体管中的一对40、42以这种方式连接到功率绕组的一端，四个晶体管中的另一对41、43连接到功率绕组的另一端。在每一对这样的晶体管中，一对的两个晶体管中的一个是P型晶体管，其被布置为使得该晶体管的源极端子连接到电流输出电路的接地干线，而该对中的另一个晶体管是N型晶体管，其被布置为使得该晶体管的源极端子经由肖特基二极管26以及参考上面的图1描述的电流输出电路的平滑电路28、29，连接到电流输出电路的输出端口30。

同步整流器的四个晶体管中的每一个晶体管的栅极端子与斩波器控制绕组7B的未整流输出信号连接。同步整流器的第一对晶体管40、42中的每一个晶体管的晶体管栅极端子均连接到斩波器控制绕组7B的一端，而同步整流器的第二对晶体管41、43中的每一个晶体管的晶体管栅极端子均连接到斩波器控制绕组7B的另一端。

因此，由于斩波器控制绕组7B的一端的电压极***替变化，该端提供了与在斩波器控制绕组7B的另一端提供的电压极性反相的、交替极性的电压脉冲序列。因此，在时间上交替变化的相反极性的电压信号被分别馈送到同步整流器18的第一对晶体管40、42的栅极端子，同时被馈送到同步整流器的第二对晶体管41、43的栅极端子。在同步整流器晶体管的栅极端处的这些相反极性的结果允许晶体管对在电源绕组17处提供的交流电压提供同步整流，其中同步整流器与该功率绕组17连接。由于同步整流器的晶体管是场效应(FET)晶体管，当通过向所讨论的晶体管的栅极端子施加合适的电压信号而被“接通”时，电子可以通过任何一个FET晶体管中产生的沟道(电阻沟道)，沿任何方向流过这些晶体管。利用FET晶体管的这一特性，当功率绕组的电压极性为负时，能够通过功率绕组17来汲取电流。结果是，同步整流器18能够从电源绕组处提供的电压提供经整流的负电压，用于在将拉负载连接到电流输出电路的输出端子30时，根据需要将其输出到电流输出电路的输出端子30。

P型FET晶体管的特性是当施加到该晶体管的栅极端子的电压的极性为正时晶体管变为不导通，而当栅极电压的极性为负时晶体管变为导通。相反，在这方面N型FET晶体管的特性是相反的。特别地，对于N型FET晶体管，当施加到栅极端子的电压极性为负时，晶体管变为不导通，而通过施加正电压使该晶体管导通。这意味着，在图3所示的布置中，其中给定的晶体管对(一个是N型，另一个是P型)中的每一个晶体管的栅极端子被布置为从斩波器控制绕组7接收公共电压，当斩波器控制电压的极性为正时，晶体管对的P型FET变为不导通，而晶体管对的N型晶体管变为导通。

相反，当斩波器控制电压的极性为负时，晶体管对的P型FET变为导通，而该对中的N型晶体管变为不导通。因此，在任何给定的时刻，两个晶体管对中的一个的P型FET晶体管，其将功率绕组17的一端连接到地，是导通的，而另一对晶体管的N型FET晶体管，其将功率绕组17的另一端连接到电路的输出端子30，也是导通的。两个导通的FET晶体管经由功率绕组17使得能够在电流输出电路的接地干线和电路的电流输出端口30之间形成电连接。由于每一个FET晶体管具有使电流沿任意方向流动的特性，当处于“接通”状态时(即，一个是导通的)，这意味着当功率绕组的极性为负时，功率绕组17可以变为与电流传输电路的输出端子30电连接(即，连通)，从而对电流输出电路的输出端子30呈现负极性电压。

图4A和图4B示意性地示出了由斩波器控制绕组7B驱动的同步整流器18的该同步操作。需要说明的是，在任何给定的时间，斩波器控制绕组的极性与功率绕组17的极性相反。这确保了将正栅极电压施加到同步整流器的晶体管，该晶体管电耦合到功率绕组的一端，在此时，该功率绕组具有相反的电压极性。这保证了功率绕组的负极性端通过由斩波器控制绕组7B同步控制的FET晶体管总是呈现至电流输出电路的输出端口30。

该操作与只能在电流输出电路的输出端子30处提供经整流的正极性电压的电流输出电路的全波桥式整流器10的操作形成了对比。这是因为二极管44、45能够在它们之间的电压具有适当的极性时在一个方向上导通。特别地，如图5A和图5B所示，只有通过功率绕组17的一端而施加到整流器10的阳极的电压的极性是正极性时，这些二极管才会导通。这意味着仅允许以这种方式使电流流经整流器10以将功率绕组17的正极性端呈现至输出端子，并且功率绕组的负极性端不能耦合到输出端口30。以这种方式，结果是电流供应电路的整流器10只能在电流供应电路的输出端口30处提供正电压。

因此，提供如上所述的由斩波器控制绕组7驱动的同步整流器电路18的作用是，在适合的情况下，例如当拉负载被连接在电路的输出端子30和输入端子31之间时，能够将负极性的经整流的电压呈现给电流供应电路的输出端口30，并且当改为连接灌负载时，将正极性的经整流的电压呈现给该输出端口。

图5C至图5E示意性地示出了第二全波桥式整流器如何不能以将提供上文参考图2和图3所述的同步整流器单元18的功能的方式替换同步整流器单元18。参照图5C，这示出了其中图2和图3的同步整流器18被另一个全波桥式整流器替代的布置。结果是第一桥式整流器包括两对二极管44A、45A，该二极管44A、45A的终端阴极连接到正电压干线，终端阳极连接到接地干线(0v)。同时，第二桥整流器包括两对二极管44B、45B，该二极管44B、45B的终端阴极连接到负电压干线，终端阳极连接到接地干线。

功率绕组17的每一端分别与两个桥的两对二极管中的相应一个相连。当PWM单元为“接通”时，电流(I_输出)可以从第一桥流到电平滑滤波器，并且可以经由桥的接地干线被返回，如图5D示意性地示出的。然而，当PWM单元为“关断”时，并且防止电流从第一桥流到电平滑电路，就不会有来自第二桥式整流器44B、45B的同一方向的电流流动，如图5C所示。这是因为电流(I_输出)可能只从接地干线流出，并且经由负电压干线返回，如图5E所示。这与所期望的电流流动方向是完全相反的，其中电流必须从功率绕组17朝向电流输出电路区域2的电流输出端子30向外流动。同步整流器单元18能够实现这一点。

图6和图7涉及与图3的电流控制器单元22结合的PWM单元20、24的操作。

PWM单元包括一对电压比较器单元50，51，每一个电压比较器单元包括反相输入端口和非反相输入端口。每一个电压比较器的非反相输入端口电连接到电流输出电路区域2的电流输入端口31，以接收在电流输入端口31处提供的电压电平作为输入。两个电压比较器中的每一个的反向输入端口经由中间的相应RC滤波器48、49、46、47与斩波器控制绕组7B的两个相对端中的相应一个电连接。这意味着，每一个电压比较器的反相输入被馈送有电压信号，该电压信号源自在斩波器控制绕组7B处产生的电压，并且与该电压同步。这也与由斩波器控制绕组7B提供到同步整流器单元18的FET的栅极(G)的驱动信号同步。

特别地，PWM单元20的每一个电压比较器通过滤波器装置而连接到斩波器控制绕组的相应一端，该滤波器装置包括有形成分压器的一对电阻器46。分压器的一个端部电阻器连接到斩波器控制绕组7B的一端，而分压器的另一个端部电阻器连接到5伏干线(也可以使用其他电压)。这两个端部电阻器之间的中间点连接到相应电压比较器50，51的反相输入端口，并且该中间点还经由滤波器的电容器47连接到接地干线，这提供了RC滤波器装置。当斩波器控制绕组7B向所讨论的RC滤波器的分压器46、48提供正电压时，通过该RC滤波器馈送到反相输入的电压电平单调地(指数形式)上升，当斩波器控制绕组向分压器提供负电压时(即在该情况下电容器47或48放电)，该电压电平指数级地下降。

结果是提供给每一个电压比较器的反向输入的是锯齿型电压(V_G)(并标为“-”)，其形式如图6所示。同时，电流输入端口31处的电压(V_输入)经由电连接和23被馈送到每一个电压比较器50、51的非反相输入。每一个电压比较器在其输出端口生成PWM信号(V_S)，该PWM信号由其输入电压之间的差(V_输入–V_G)来确定。两个比较器的开路集电极输出由于被斩波器控制绕组7B的相对端驱动异相(out of phase)，并且经由电阻器52以斩波器控制绕组7B的振荡频率的两倍来组合，以驱动PNP双极结晶体管开关24的基极端子。开关24的操作是在该开关的集电极输出处放大离开其基极端子的小电流。也就是说，当PNP晶体管开关24的基极电压相对于其发射极电压被拉低时，PNP晶体管开关24被“接通”。图7示意性地示出了PNP晶体管开关24的基极端子B、发射极端子E和集电极端子C相对于PWM单元的电压比较器50，51中的一个和电平滑滤波器28、29的布置。虽然这里依据PNP晶体管描述了开关24的操作，但PWM晶体管24并且不限于PNP晶体管，在其他的布置中，也可以例如是Pch MOSFET。

锯齿型电压(V_G)被馈送到电压比较器的反相输入(–)，该反相输入与施加到同步整流器18的两对FET中的相应一对FET的栅极的来自斩波器控制绕组7B的电压同步。来自电流输出电路区域2的电流输入端口31的电压(V_输入)被同时地馈送到非反相输入(+)。

当V_输入小于V_g时，输出电压V_S低，从PNP晶体管开关24的基极汲取电流。当基极端子处的电压V_S低时，来自桥式整流器单元10的正极性电压+V被馈送到开关24的发射极端子E，并且电流从发射极端子E流到开关的集电极端子C(即开关“接通”)。当开关为“接通”时，正电压+V(小于开关24两端的电压降)被施加到电平滑电路28、29的输入端口。所述电平滑电路包括在其输入端口处的电感器28，随后是与接地线并联连接的电容器29。电感器的输出端子与电流输出电路区域2的电流输出端口30串联连接，平滑滤波器的电容器29的非接地端子也是如此。

如图6所示，当V_输入高于锯齿型电压(V_G)时，被施加到开关24的基极端子B的输出电压V_S上升，开关“关断”，并且电感器28中的电流被强制从源自同步整流器80的负电压经由二极管26流动。得到的PWM电压被施加到平滑电路的电感器28上。电容器29上产生的电压足以驱动负载加上电流控制电路22。电流控制电路22上的电压是控制PWM的电流输入电压22。它将在100％PWM占空比(最大灌负载电压)下的锯齿型波形(V_G)的波峰和在0％PWM占空比(最大拉负载电压)下的锯齿型波形(V_G)的波谷之间变化。

对分压器46，48的电阻器的值和在差分放大器的反向输入处形成RC滤波器的电容器47，49的值进行选择以确定锯齿型波形(V_G)的合适的上升和下降速率。例如，RC滤波器可以被设置以允许锯齿型电压在1伏特<V_G<2伏特的电压范围内上升/下降。因此，馈送到非反相输入的电压(V_输入)值将在这个电压范围内上升和下降。响应于V_输入的上升，PWM单元20的开关24在较短的时间内处于“接通”状态，净效应(net effect)是输入到LC平滑电路28、29的电压相对于来自同步整流器18的负电压分量具有来自桥式整流器10的减小的正分量。LC平滑电路20、20的平滑输出(V_输出)值下降(即变得正极性减小(less positive)，变为负)。这样做的效果是使电流输出电路区域2的输入端口31处的电压(V_输入)下降，并因此调节该处的电压，随着该输入电压下降，用于开关24“接通”的持续时间上升，并且来自桥式整流器10的正电压的较大分量与来自同步整流器18的负电压相结合。该净结果(net result)一旦在经LC电平滑电路28、29平滑后，在电流输出端口30处和同时在电流输入端口31处的输出电压(V_输出)上升，其中在该电流输入端口31处输入电压(V_输入)串联上升。因此，提供了反馈回路，以调节电流输出端口30处的输出电压(V_输出)，并通过监测PWM装置中的输入电压(V_输入)来调节电流输入端口处的输入电压(V_输入)。

在这点上，考虑图2的电流输出电路区域2的操作和功能的示例是有指导意义的，以下被简称为电流输出装置，以帮助理解本发明的优选实施例。

总而言之，图2的电流输出装置包括电路，该电路被配置用于将电流供应至与该装置的电流输出端子30和电流输入端子31连接的拉/有源负载33或灌/无源负载32。所述拉/有源负载包括负载(有源负载)和其自身的内部电源(提供电压V_拉)，以及无源负载元件，因此在本领域中称其为“拉负载”。灌/无源负载包括负载(无源负载)，其自身没有任何电源，因此在本领域中称其为“灌负载”。因此，无源负载是有源负载的一种特殊情况，在这种情况下，可以从概念上认为存在有内部电源但产生零功率。图2的装置被布置成单独地连接到一个或另一个灌负载、和拉负载，但是图2中示出了这两种负载类型，用于说明如何将每种负载连接到该装置的电流输入/输出端子。实际上，在任何时间这两种负载中只有一种负载被这样连接。需要说明的是，有源负载33的内部电压源的负极性端子将被连接到装置的电流输出端子，该负载的无源元件将被连接到装置的电流输入端子。

这种连接装置将用于电流输出装置的连接装置形成对比，如图1所示，其中有拉负载33的内部电压源的负极性端子连接到电流输出装置的接地输出端子35，这是与用于连接到灌/无源负载32的输出端子30的完全不同的布置。实际上，图1的图形说明了如何无法使用一个这样的电路(未经修改)来连接到灌负载和拉负载中的每一个。

电流输出装置电路包括电源单元3、17，该电源单元3、17连接到电压调节器单元20、23、24，从而可以从该电源单元向该电压调节器提供电力。所述电压调节器被布置以利用由电源单元提供的电压来控制提供给第一端子(电流输出端子30’)的电压的大小和极性。

电流输出装置还包括电流控制器单元22，该电流控制器单元22包括MOSFET形式的可变阻抗单元34、和运算放大器35。该运算放大器的接地非反相输入端子提供参考电压信号，并且斩波器上的电压连接到所述运算放大器的反相输入端子(见图3)，以在斩波器5上保持标称的0V(用于传输精度)。可变阻抗单元34可以不是MOSFET，并且可以是NPN/PNP型达林顿(Darlington)电路(见图3)，或者NPN型达林顿电路(未示出)，或者Nch耗尽型MOSFET，或者NPN/Pch配对电路，或者其他的提供可控的可变阻抗以输入流过该可变电阻的电流的合适的电路。例如，这也可以适用于省略了信号斩波器5的可替代的布置中。图8示出了一个示例。在可变阻抗单元34与可变阻抗单元34所连接的0V(接地)端子之间的电路部分中，输入电压将是所期望的输出电流和电阻(R，例如250欧姆)的乘积。另一个示例如图9所示。图8和图9中的部件标号与图3中所示的部件标号相同，例如项7、10、18、20的内容与参考图3所述的项7、10、18、20的内容相同。

参考电压信号被输入到比较器电路35的两个输入的非反相输入，以为比较器提供参考电压信号。电阻器(图3)与电流输出装置的可变阻抗单元34和电流输入端子31串联连接，以允许返回的电流从输入端子流经该电阻器。比较器的反相输入连接到跟随电阻器的点，使得电阻器被连接在可变阻抗单元和比较器的反相输入端子之间，以将电阻器两端下降的电压馈送到反相输入端子，以便与所述参考电压信号进行比较。电阻器两端下降的电压表示经由该装置的电流输出/输入端子而被输送到负载的电流。

电流控制单元22响应于参考电压信号与电阻器两端下降的电压的比较来控制可变阻抗单元34的阻抗，以将输送到斩波器电路5的电流控制到所期望的电流水平。

晶体管34的漏极(或集电极(如果是复合的达林顿电路))端子与电流输入端子31连接，该电流输入端子31具有小的正电压(相对于0V)，以确保晶体管电路34中的低功耗。晶体管的源极(或发射极)端子与电阻器连接，使得电阻器形成其自身两端的、与流过其的电流成比例的电压降。该电压为比较器电路提供了反馈电压信号。所述比较器电路(差分放大器35)的输出与晶体管电路的栅极连接，从而根据同时在其反向输入和非反相输入处呈现的信号之间的比较，向栅极端子施加控制信号。从而根据控制信号的值来调整晶体管电路的阻抗。

脉冲宽度调制(PWM)单元20控制被提供到电流输出端子30的电压。PWM单元被布置为向电流输出端子提供与施加到电流输入端子31的电压不同的电压，根据需要来确保向输出端子30处的负载提供所需的预定大小的电流。该装置的输出端子30和输入端子31之间的电压差(ΔV)由以下各项给出：

对于拉负载：

ΔV＝V_输出–V_输入＝(I_输出R_负载–V_拉)

其中负载的电阻是R_负载。因此，

V_输出＝V_输入+(I_输出R_负载–V_拉)

应当理解的是，尽管图2都有示出“拉”负载和“灌”负载，但是在使用时根据需要本发明可以操作为单独地应用“拉”负载或“灌”负载。在前一种情况下，图2中的“无源负载”将不存在，而在后一种情况下，“有源负载”将不存在。因此，在“灌”负载的情况下，该装置的输出端子和输入端子之间的电压差ΔV由以下各项给出：

对于灌负载(V_拉＝0)：

ΔV＝V_输出–V_输入＝I_输出R_负载

其中负载的电阻是R_负载。因此，

V_输入＝V_输出–I_输出R_负载

根据负载两端的电压来调节被施加到输出端子30(V_输出)的电压值，该电压仅由在灌负载情况下仅仅是由于通过负载电阻(I_输出R_负载)的供应电流的流动而产生的，或者在“拉”负载(I_输出R_负载–V_拉)的情况下由于加上内部电源的附加电压而产生。在执行该电压调节时，电流控制器将所供应的电流(I_输出)保持在所期望的预定值。因此，给定(I_输出R_负载)和(V_拉)的值不是可自由改变的参数，而是受负载属性的约束。因此，为了向负载提供预定的电流，本发明被布置成改变参数V_输出，从而控制V_输入的值，同时保持ΔV基本上稳定或恒定，如提供有电流的负载所要求的。

为了使ΔV基本稳定或恒定，PWM单元20与装置的电流输入端子31电连接，从而对施加到输入端子的电压V_输入的值进行采样。利用该信息，电压调节器被布置为通过确保基本保持条件V_输出＝ΔV+V_输入，向输出端子30提供合适的电压(V_输出)，这导致在输入端子31处产生所期望的电压(V_输入)。

因此，根据以下关系式，“过电压”(V_输入)被控制到尽可能的低：

V_输入＝V_输出+(V_拉–I_输出R_负载)。

术语(V_输出)的符号可能是负的，因为电压可以在电流输出端口30获得，该负电压可以降低过电压(excess voltage)的净值。结果使V_输入为低(或负)，从而在装置的电路中耗散较少的功率。这通过使功率从拉负载(V_拉)流出来减少从外部电源3A汲取的电流的量。

所期望的是在输入端子处保持有优选地小于约20V，但大于零的电压值(V_输入)：即0V<V_输入<20V。更优选地，期望在输入端子处保持有优选地小于约10V，但大于零的电压值(V_输入)：即0V<V_输入<10V。但更优选地，期望在输入端子处保持有优选地小于约5V，但大于零的电压值(V_输入)：即0V<V_输入<5V。最优选的是，期望在输入端子处保持有优选地小于约3V，但大于零的电压值(V_输入)：即0V<V_输入<3V。所期望的是介于约1V到约2V之间的值。

这些电压值使得在电流控制器的可变阻抗单元34处的功率耗散量非常低。这意味着减少了功率浪费，也避免了对可变阻抗单元造成损坏的潜在可能性，或使其最小化。

这种对输出端子30处的电压(V_输出)进行控制的布置的结果是，可以通过对由PWM单元20提供的输出电压值进行适当选择，同时仍然保持有利的低输入电压值(V_输入)，使用相同的装置为“拉”负载或“灌”负载提供电流。

实际上，当连接到“拉”负载时，如果合适的话，PWM单元20可以控制输出端子30处的电压(V_输出)，使得其具有负极性。由于电流输出端子处的负极性，装置能够将功率从拉负载内的电源汲取到电流输出端子30而不是汲取到电流输入端子31。电流(I_输出)通过拉负载从电流输出端子30流出到电流输入端子31，然而，由于电流是“正”的，而施加到电流输出端子30的电压是“负”的，从电流输出端子30输出的所得功率(P_输出＝I_输出V_输出)是负的(即I_输出>0，但V_输出<0)。这意味着功率不会从电流输出端子30流出，而是从拉负载的电源(V_拉)流入到电流输出端子30中。来自拉负载的功率流入电源单元3，该单元为设备供电，而不是像其他情况那样在可变阻抗单元34中被耗散。这减少了从外部电源单元3A汲取的电流的量。

PWM单元20可操作为以通过脉冲宽度调制(PWM)过程以可变的受控比例混合两个极性相反的分开的DC电压(即一个+ve，一个－ve)的过程来改变提供到第一端子30的电压(V_输出)的大小。通过确保从–ve极性电压中汲取的直流电流的比例超过从+ve极性电压汲取的直流电流的比例，该组合的净结果是有效的输出电压(V_输出)，其中该有效的输出电压极性为负，但大小可变(根据需要可调整)。

为此，在优选的实施例中，所述电压调节器包括开关单元，该开关单元被设置以向所述电压调节器提供在所述正极性直流电压和所述负极性直流电压之间交替切换的电压，该结果随后被平滑。所述电压调节器被设置以在所选择的相应时间周期内交替地向平滑电路28、29提供正极性的电压和然后负极性的电压。所述平滑电路将结果输出到第一端子(“输出”)，即电流输出端子。以这种方式，通过改变平滑电路连接到正极性直流电压或负极性直流电压的时间比例，来控制由电压调节器输出的电压(V_输出)的大小。由此可向电流输出端子提供大小和极性连续可控的经平滑的电压(V_输出)。

正极性和负极性直流电压被生成为图2和图3的整流器单元10和同步整流器单元18的并存输出。每一个整流器由电力变压器单元的次级变压器绕组17馈送，变压器驱动器3C为其提供变压器初级绕组部分。

应当指出的是，尽管参考图2至图9所描述的本发明的电流输出装置的实施例涉及以电流传输装置的形式的电流输出装置，但本发明不限于电流传输装置。例如，本发明适用于表示来自隔离输入区域的任何测量信号的电流输出。

也就是说，在图2至图9所示的示例中，由电流输出装置2输出的信号表示在隔离输入区域1中生成的并且被传输到输出区域2的电流信号的值，其中电流输出装置在输出区域2处输出结果。该布置是“电流跟随器”布置，其中为了将信号(表征电流的值)从输入区域传输到输出区域的目的，采用了输入区域1和输出区域2的斩波器电路6、7。

然而，在本发明的电流输出装置的其他应用中，所传输的信号可以表示除了输入区域1中的电流的值以外的内容。除了斩波器电路之外的装置可用于将该信号从输入区域1传输到输出区域2。图10示意性地示出了这个更一般性的应用的示例。在图10中，与图2相比，输入区域1的斩波器电路6被替换为隔离输入接口100，该隔离输入接口100可以是斩波器，或者可以是用于输出光信号的光电单元，该光信号传递了将要传输到输出区域2的量值(例如，电流、电压等)。在图10中，与图2相比，输出区域2的斩波器电路5被替换为隔离输入接口120，该隔离输入接口120可以是对应的斩波器，或者可以是用于接收上述光信号的对应电光单元，该光信号对传输到输出区域2的量(例如电流、电压等)的值进行传送。图2的变压器4、5B、6B被替换为电流隔离单元110，该电流隔离单元110可以是变压器(根据图2)，或者可以是用于传输上述光信号的装置。

在图10中，与图2相比，电流灌输入11，或者可替代的合适的电流拉输入12，被替换为发射机(transmitter)单元130。该发射机单元可以是将信号经由电流隔离传输装置110从输入区域传输到输出区域的任何单元。在图2中，发射机单元130恰好是电流灌输入11，或者可替代的是合适的电流拉输入12。在其他实施例中，发射机单元130可以是电压信号的发射机，而不是电流信号的发射机。

尽管已示出并描述了本发明的几个优选实施例，但是本领域技术人员将理解，可以在不脱离如所附权利要求书中定义的本发明的范围的情况下对其进行各种改变和修改。

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本发明并不限于上述一个或多个实施例的细节。本发明延伸至本说明书(包括任何随附权利要求书、摘要和附图)中所披露的特征中的任何新颖的特征或任何新颖的组合，或延伸至所披露的任何方法或过程的步骤中的任何新颖的特征或任何新颖的组合。