具体实施方式

本文所述的实施例提供了用于多相功率转换器的功率级，功率级具有内置在功率级中的抗电流扰乱方案。这些功率级中的两个或更多个功率级可以在不会因同一相的一个或多个功率级产生电流扰乱风险的情况下，被并联耦合来形成多相功率转换器的一个相。随着功率级中电流增加，每个功率级使用自己的电流感测电路信息来修改其有效占空比。当被并联连接时，每个并联功率级组可以共享公共切换控制输入，诸如公共PWM输入，并且功率级输出可以经由单独的电感器而被连接在一起。只要电流在功率级之间平均共享，这样的系统就可以提高电流处理能力。

如果并联耦合的功率级组中的电流不均匀，则切换行为被调整为使得电流将在承载不成比例的更高电流的每个功率级中被减小，从而减少同一相的一个或多个功率级的电流扰乱。耦合在一起以形成同一相的功率级的电流感测引脚可以被连接在一起，使得并联的功率级然后可以与控制器视为单相的组件接合，单相的电流处理能力等效于并联功率级的能力的总和。这有效地允许由多相控制器支持的并联级的数量可以按每个组中并联功率级的数量按比例增加。因此，本文描述的技术允许“高相”功率转换器系统，其中在各相组之间仍然存在交织和电流共享，并采用由相同组/相的并联功率级实现的抗电流扰乱方案来减轻电流扰乱并允许达到更高的电流。

本文所使用的术语“功率转换器”广义上指代向一个或多个电子负载(诸如以太网交换机、ASIC(专用集成电路)、存储器设备、处理器，诸如中央处理器(CPU)、微处理器、图形处理单元(GPU)、数字信号处理器(DSP)、人工智能(AI)加速器、图像处理器、网络或分组处理器、协处理器、多核处理器、前端处理器、基带处理器等)提供一个或多个经调节的电压的任何类型的功率转换器或电压调节器(VR)。例如，电源转换器可以是降压转换器、升压转换器、降压-升压转换器、切换式电容器电压调节器、步进式转换器等。功率转换器可以被实现为功率设备模块。

如本文所使用的术语“功率设备模块”是指包括功率级的至少一个功率开关的经封装的功能组件，例如，如在功率转换和电压调节中所进行的，功率级的至少一个功率开关被用于将电压从一个电平转换为另一电平。功率设备模块还可以包括用于驱动至少一个功率开关的驱动器电路。功率设备模块可以附加地包括用于控制驱动器电路来实现功率转换器的控制器。控制器和/或驱动器功能可以替代地在功率设备模块外部实现。功率设备模块中包括的至少一个功率开关的驱动器电路也可以在功率设备模块的外部。组成功率转换器的各种无源组件(诸如电容器和/或电感器)可以被包括在功率设备模块中、被表面安装到功率设备模块、位于单独的电路板上等。

接下来，将更详细地描述针对功率级的抗电流扰乱方案、包括各自实现抗电流扰乱方案的并联耦合功率级组的多相功率转换器以及包括多相功率转换器的电子系统的各种实施例。

图1图示了电子系统100的一个实施例，电子系统100包括一个或多个电子电路，一个或多个电子电路被附接到诸如PCB(印刷电路板)的电路板103并且将负载102呈现给附接到电路板103的多相功率转换器104或电源。多相功率转换器104实现电源并且通过调节提供给负载102的输出电压(Vout)来向负载102提供功率。负载102可以是需要经调节的电源电压的任何类型的电子负载。例如，负载102可以是以太网交换机、ASIC、存储器设备、处理器，诸如，CPU、微处理器、GPU、DSP、AI加速器、图像处理器、网络或分组处理器、协处理器、多核处理器、前端处理器、基带处理器等。仅作为示例，多相功率转换器104在图1中被示出为降压转换器。在该示例中，多相功率转换器104包括并联耦合的两个或更多个功率级106的组，并联耦合功率级106的每个组形成多相功率转换器104的一个相。

通常，多相功率转换器104可以是向负载102提供一个或多个经调节的电压(Vout)的任何类型的多相功率转换器或电压调节器。例如，多相功率转换器104可以是如图1所示的降压转换器、升压转换器、降压-升压转换器、切换式电容器电压调节器、步进式转换器等，并且可以被实现为如本文先前所述的功率设备模块。

图1示出了两个相，每个相具有并联耦合的两个功率级106。这仅是为了便于例示。相的数量取决于控制器108的相计数并且每个相的并联耦合功率级106的数量取决于负载102的电流需求。因此，相的数量和每个相的并联耦合功率级106的数量取决于控制器108的选择和负载环境。通常，控制器108是N相控制器，并且每相有并联耦合的m个功率级106，其中N是≥2的正整数，m是≥2的正整数。

每个功率级106被配置为借助相应的电感器(L)来向负载102提供电流(ips)。多相功率转换器104的输出电容器(Cout)例如可以被实现为电容器组，以减小输出电压纹波。控制器108被配置为针对每个相，生成单独的切换控制信号(PWM_N)，以调节提供给负载102的输出电压Vout。同一相中包括的功率级106接收相同的切换控制信号。

功率转换器控制器108包括调制器110，用于针对每个相来生成切换控制信号'PWM_N'，以调节提供给负载102的输出电压Vout。在一个实施例中，调制器110实现脉宽调制(PWM)。

控制器108还可以包括电流感测和平衡电路112，用于感测在控制器108的对应电流感测端子(ISEN_N)处由其并联耦合的功率级106传递的每个相电流，并且将所感测的电流信息转换为相电流信息(iph_info)。电流感测和平衡电路112还将相电流信息转换为由调制器110针对每个单独的相生成的占空比的调整量(Adj_duty)来调整相电流，使得相电流在多相操作的情况下保持平衡。同一相中包括的每个功率级106的输出电流(ips)可以被组合为使得控制器108具有每个相的单个电流感测端子“ISEN_N”。在一个实施例中，针对同一相的功率级106测量的电流“ips”经由相应的电阻器而被耦合至控制器108的相同电流感测输入端子“ISEN_N”。电流感测和平衡电路112还可以提供过电流保护和/或输出引脚(未示出)上的输出电流遥测(模拟电压或电流)。

控制器108还可以包括电压位置单元114，电压位置单元114生成指示目标电压调节设定点的目标电压调节信号(Vreg_tgt)。电压位置单元114可以基于来自电流感测和平衡电路112的相电流信息“iph_info”以及例如由负载102提供的电压ID信息(VID)来确定目标电压调节设定点。

控制器108还可以包括电压感测电路116，电压感测电路116向调制器110提供电压误差信息(Verr)，来确定每个相中包括的功率级106的占空比。电压感测电路116可以基于来自电压位置单元114的目标电压调节信号“Vreg_tgt”和测量/感测的经调节的输出电压Vout来确定电压误差信息“Verr”。

控制器108中包括的调制器110基于来自电压感测电路116的电压误差信息“Verr”以及来自电流感测和平衡电路112的占空比调整量“Adj_duty”，为多相功率转换器的每个相生成单独的切换控制信号“PWM_N”，使得功率转换器104的输出电压Vout被调节。多相功率转换器104的每个相中包括的每个功率级106具有对应的驱动器电路装置118。功率级106和对应的驱动器电路装置118可以被集成在相同的半导体管芯上或者相同封装中，其可以包括驱动器电路装置118、高侧开关设备(HS)、低侧开关设备(LS)以及内部和接口电路(未示出)来提供单个三价PWM输入“PWM_N”，三价PWM输入“PWM_N”控制高侧开关设备“HS”何时被导通、低侧开关设备“LS”何时被导通，或者开关设备何时均未被导通。

更具体地，每个功率级106的高侧开关设备“HS”被配置为在功率级106的第一切换状态下，将功率级106的输出节点120连接到电源电压(Vin)。相同功率级106的低侧开关设备“LS”被配置为在功率级106的第二切换状态下，将输出节点120接地。高侧开关设备“HS”和低侧开关设备“LS”可以是功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)等。与对应功率级106相关联的驱动器电路装置118针对高侧开关设备“HS”和低侧开关设备“LS”的栅极而生成栅极驱动信号(图2中的“HG”、“LG”)，用于将功率级106设置在第一切换状态、第二切换状态或两个开关设备均处于断开状态的非切换状态中。每个状态的持续时间以及状态之间的定时转换(timingtransition)由调制器110提供的对应切换控制信号“PWM_N”来指示。每个功率级106中包括的电流感测电路装置122测量流过功率级106的开关设备中的至少一个开关设备的电流。每个功率级106中包括的定时电路装置124调整切换状态之间的定时转换，以相对于参考持续时间来改变第一切换状态和/或第二切换状态的有效持续时间(例如，占空比)，参考持续时间由调制器110接收的对应切换控制信号“PWM_N”来限定。由定时电路装置124对定时转换的调整基于由功率级中包括的电流感测电路装置122测量的电流幅度。这样，每个单独的功率级106可以基于其自身的内部电流测量信息来限制其电流扰乱。

本文所述的抗电流扰乱方案不同于电流平衡。如本文先前结合电流感测和平衡电路112的操作所解释的，电流平衡是控制器108试图基于相电流之间的差来平衡跨相的电流，以使得每个相将大致相同的电流传递到负载102的方案。由每个功率级106实现的抗电流扰乱方案反而基于其自身的绝对电流测量值、独立于任何其他功率级电流来调整第一切换状态和/或第二切换状态的有效持续时间(例如，占空比)。

图2图示了根据一个实施例的功率级106的一个实例。功率级106的驱动器电路装置118包括：高侧驱动器200，用于使用高侧栅极驱动信号“HG”来驱动高侧开关设备“HS”的栅极；以及低侧驱动器202，用于使用低侧栅极驱动信号“LG”来驱动低侧开关设备“LS”的栅极。驱动器电路装置118还包括电平移位电路装置204，用于基于参考电压“Vdrive”来对高侧驱动器200的输入信号进行电平移位，因为高侧开关设备“HS”被参考到功率级输入电压Vin。驱动器电路装置118的自举电源206为电平移位电路装置204和高侧驱动器200供电。

同一相的每个功率级106从控制器108接收针对该相的切换控制信号“PWM_N”。参考Vdrive的第一比较器208将传入的切换控制信号“PWM_N”与第一(高)阈值“Vih”进行比较，以指示切换控制信号“PWM_N”何时处于逻辑高电平“High”。也参考Vdrive的第二比较器210将传入的切换控制信号“PWM_N”与第二(低)阈值“Vil”进行比较，以指示切换控制信号“PWM_N”何时处于逻辑低电平“Low”。根据图2所示的实施例，功率级电流感测电路装置122是电流监视器。电流监视器122在电流进入对应输出电感器L之前，测量功率级106的输出电流“ips”。电流监视器122将测量的电流信息提供给功率级定时电路装置124，并且还将测量的电流信息报告给控制器108。电流监视器122可以测量仅流过高侧开关设备“HS”的电流、仅流过低侧开关设备“LS”的电流或者流过高侧开关设备“HS”和低侧开关设备“LS”的电流。

功率级106中包括的定时电路装置124包括定时逻辑212，用于确定高侧开关设备“HS”的栅极信号“G_H”和低侧开关设备“LS”的栅极信号“G_L”。定时电路装置124还包括死区时间逻辑214，死区时间逻辑214通过在高侧开关设备“HS”的栅极信号“G_H”和低侧开关设备“LS”的栅极信号“G_L”之间插入死区时间来确保高侧开关设备“HS”和低侧开关设备“LS”不同时导通。

定时电路装置124调整切换状态(HS导通和LS断开，或HS断开和LS导通)之间的定时转换，以相对于由功率级106接收的切换控制信号“PWM_N”所限定的参考持续时间来改变第一切换状态(HS导通和LS断开)和/或第二切换状态(HS断开和LS导通)的有效持续时间，对定时转换的调整基于由电流感测电路装置122测量的电流幅度。根据图2所示的实施例，定时电路装置124包括占空比调整逻辑216来调整定时转换。

驱动器电路装置118的高侧驱动器200通过激活向高侧开关设备“HS”的栅极施加的高侧栅极驱动信号“HG”来将功率级106设置在第一切换状态中。驱动器电路装置118的低侧驱动器202通过激活向低侧开关设备“LS”的栅极施加的低侧栅极驱动信号“LG”来将功率级106设置在第二切换状态中。通过高侧驱动器200将高侧栅极驱动信号“HG”去激活并且低侧驱动器202将低侧栅极驱动信号“LG”去激活，功率级106被设置处于非切换状态中。如本文先前所解释的，每个状态的持续时间以及状态之间的定时转换由功率级106所接收的切换控制信号“PWM_N”来指示。驱动器电路装置118、感测电路122和定时电路装置124可以被集成为如图2中虚线框所示的单个单元。除了高侧开关设备“HS”、低侧开关设备“LS”和输出电感器L之外，驱动器集成可以包括功率级106的所有组件。

图3图示了一个实施例，在实施例中图示了由功率级106接收的切换控制信号“PWM_N”是PWM信号的实施例。在图3中，切换控制信号“PWM_N”输入表示功率级输出的目标占空比。“Tdel_HG”是由定时逻辑212施加到高侧栅极信号“G_H”的PWM低转变延迟，用于在高侧栅极信号“G_H”从高转变为低时进行延迟。“Tdead_HG”是由死区时间逻辑214添加到由定时逻辑212生成的高侧栅极信号“G_H”的死区时间延迟，用于在G_H从低转变为高时进行延迟。“Tdead_LG”是由死区时间逻辑214添加到由定时逻辑212生成的低侧栅极信号“G_L”的死区时间延迟，用于在G_L从低转变为高时进行延迟。“Tdead_HG”和“Tdead_LG”可以是由死区时间逻辑214设置的可变延迟，并且可以是基于数字或模拟延迟的。“Tdead_LG”可以与“Tdead_HG”不同。

进一步在图3中，“Tadj_G_H”是由占空比调整逻辑216针对高侧栅极信号“G_H”生成的可变的低到高转变延迟。“Tadj_G_L”是由占空比调整逻辑216针对低侧栅极信号“G_L”生成的可变的高到低转变延迟。“Tadj_G_H”和“Tadj_G_L”的范围可以与死区时间调整量“Tdead_HG”和“Tdead_LG”相似，例如约为5ns至30ns。通常，“Tadj_G_H”和“Tadj_G_L”以可变延迟(模拟或数字)实现，使得延迟随着功率级电流的增加而增加，从而减少功率级106的有效导通时间或占空比，使得需要更宽的PWM输入来实现相同的有效占空比，从而减少电流扰乱。

定时电路装置124的定时逻辑212和死区时间逻辑214在G_H和G_L栅极信号中维持PWM占空比，同时优化延迟并确保G_H和G_L栅极信号中的非重叠来避免两个开关设备“HS”、“LS”同时导通并且避免直通电流。

随着由功率级106的电流感测电路装置122测量的电流增加，定时电路装置124的占空比调整逻辑216调整高侧定时转换“Tadj_G_H”和/或低侧定时转换“Tadj_G_L”，使得相对于切换控制信号“PWM_N”，第一切换状态的占空比被减小和/或第二切换状态的占空比被增大。例如，第一切换状态的占空比可以通过增加“Tadj_G_H”而相对于切换控制信号“PWM_N”减小，使得高侧栅极信号“G_H”在从低到高转变之前经历更大的延迟。因此，高侧开关设备“HS”的导通时间少于切换控制信号“PWM_N”的占空比所指示的时间。在另一示例中，第二切换状态的占空比可以通过增加“Tadj_G_L”而相对于切换控制信号“PWM_N”增加，使得低侧栅极信号“G_L”在从高到低转变之前经历更多的延迟。因此，低侧开关设备“LS”的导通时间比切换控制信号“PWM_N”的占空比指示的时间更长。

随着由功率级106的电流感测电路装置122测量的电流减小，定时电路装置124的占空比调整逻辑216将高侧定时转换“Tadj_G_H”和/或低侧定时转换“Tadj_G_L”调整为使得相对于切换控制信号“PWM_N”，第一切换状态的占空比被增加和/或第二切换状态的占空比被减小。例如，第一切换状态的占空比可以通过减小“Tadj_G_H”而相对于切换控制信号“PWM_N”增加，使得高侧栅极信号“G_H”在从低到高转变之前经历更少的延迟。因此，高侧开关设备“HS”的导通时间比切换控制信号“PWM_N”的占空比所指示的时间更长。在另一示例中，第二切换状态的占空比可以通过减小“Tadj_G_L”而相对于切换控制信号“PWM_N”减小，使得低侧栅极信号“G_L”在从高转变为低之前经历较少的延迟。因此，低侧开关设备“LS”的导通时间少于切换控制信号“PWM_N”的占空比所指示的时间。

定时电路装置124的占空比调整逻辑216修改由定时逻辑212提供的信号定时，使得功率级106的电流感测信息被用于调整功率级切换的有效占空比，使得随着功率级电流增加，半桥(“HS”和“LS”)切换的有效占空比相对于PWM输入占空比被减小。即，随着功率级电流增加，定时电路装置124的占空比调整逻辑216使得功率级106的有效占空比变窄。当功率级106以并联模式使用时，这提供了抗电流扰乱保护。不需要增加控制器引脚计数或对功率级106进行进一步修改，并且抗电流扰乱方案与并联耦合的其他功率级106的电流不相关。

在一个实施例中，定时电路装置124的占空比调整逻辑216基于由电流感测电路装置122测量的电流幅度和参考电流电平的比率来调整高侧定时转换“Tadj_G_H”和/或低侧定时转换“Tadj_G_L”。例如，参考电流电平可以是功率级106的最大电流阈值。

图4图示了一个实施例，其中定时电路装置124的占空比调整逻辑216以单调并且与由电流感测电路装置122测量的电流幅度成线性比例的方式来调整高侧定时转换“Tadj_G_H”和/或低侧定时转换“Tadj_G_L”。随着由功率级106的电流感测电路装置122测量的电流(“功率级电流”)增加，占空比调整逻辑216调整高侧定时转换“Tadj_G_H”和/或低侧定时转换“Tadj_G_L”，使得相对于切换控制信号“PWM_N”，第一切换状态的占空比被减小和/或第二切换状态的占空比被增大。相反，随着由功率级106的电流感测电路装置122测量的电流减小，占空比调整逻辑216调整高侧定时转换“Tadj_G_H”和/或低侧定时转换“Tadj_G_L”，使得相对于切换控制信号“PWM_N”，第一切换状态的占空比被增大和/或第二切换状态的占空比被减小。

图5图示了每个功率级106中包括的定时电路装置124的另一实施例。根据该实施例，定时逻辑212基于由比较器208、210检测的信号电平“高”、“低”来检测传入的PWM信号“PWM_N”并且分别输出高侧和低侧PWM信号“PWM_H”、“PWM_L”。PWM输入检测确定PWM何时应被有效地设置为高(“PWM_H”)或低(“PWM_L”)。信号“PWM_H”、“PWM_L”均可能同时为低，但不能同时为高。除了阈值和滞后，定时逻辑212可以确保两个信号“PWM_H”、“PWM_L”的最小脉冲宽度，以避免非常窄的脉冲改变功率开关状态。

死区时间逻辑214包括第一占空比调整电路，第一占空比调整电路包括具有第一延迟Δ₁的第一延迟块300和第一逻辑门302，第一逻辑门302用于通过阻塞高侧栅极信号G_H来扩展高侧死区时间“Tdead_HG”，高侧栅极信号G_H由第一缓冲器304提供给功率级驱动器电路装置118。死区时间逻辑214还包括第二占空比调整电路，第二占空比调整电路包括具有第二延迟Δ₂的第二延迟块306和第二逻辑门308，第二逻辑门308用于通过阻塞低侧栅极信号G_L来扩展低侧死区时间“Tdead_LG”，低侧栅极信号G_L由第二缓冲器310提供给功率级驱动器电路装置118。高侧和低侧栅极信号G_H、G_L是由定时逻辑212检测的相应PWM信号“PWM_H”、“PWM_L”的延迟版本。

根据图5所示的实施例，占空比调整逻辑216包括具有第三延迟Δ₃的第三延迟块312和第三逻辑门314。占空比调整逻辑216从针对低侧开关设备“LS”的切换控制信号“PWM_L”中导出PWM脉冲“PWM_L_Adj”，并且基于第三延迟块312的可变延迟Δ₃，通过扩展PWM脉冲来调整定时转换。第三延迟块312的可变延迟Δ₃基于由电流感测电路装置122针对功率级106测量的电流幅度。第三逻辑门314可以被实现为逻辑OR门，使得只要切换控制信号“PWM_L”或切换控制信号“PWM_L”的延迟版本激活，针对低侧开关设备“LS”而从切换控制信号“PWM_L”导出的PWM脉冲“PWM_L_Adj”就激活。占空比调整逻辑216可以替代地从针对高侧开关设备“HS”的切换控制信号“PWM_H”中导出PWM脉冲(未示出)，并且基于可变延迟，通过增加或减少PWM脉冲来调整定时转换，可变延迟基于由电流感测电路装置122针对功率级106测量的电流幅度。占空比调整逻辑216可以替代地基于可变延迟来导出两个切换控制信号“PWM_H”、“PWM_L”的PWM脉冲，可变延迟基于由电流感测电路装置122针对功率级106测量的电流幅度。在图5中，PWM_H块路径被删除或修改，以允许在PWM_H周期开始时进行脉宽调整。

图6图示了每个功率级106的定时电路装置124中包括的占空比调整逻辑216的另一实施例。根据该实施例，占空比调整逻辑216包括第一边沿感测电路400来检测低侧栅极信号“G_L”的上升沿或下降沿的。占空比调整逻辑216还包括第二边沿感测电路402来检测高侧栅极信号“G_H”的上升沿或下降沿或输出电压Vout。相应边沿调整电路404、406施加对应的可变调整量“I_adj_H”/“I_adj_L”，可变调整量基于由电流感测电路装置122针对功率级106测量的电流幅度。边沿比较逻辑408将经调整的高侧PWM脉冲的边沿与经调整的低侧PWM脉冲的边沿进行比较，以确定第一切换状态和第二切换状态之间的死区时间调整量。死区时间逻辑214通过基于边沿比较逻辑408的输出修改死区时间来调整切换状态之间的定时转换，边沿比较逻辑408的输出进而基于由功率级106的电流感测电路装置122测量的电流幅度。

图7图示了每个功率级106的定时电路装置124中包括的占空比调整逻辑216的另一实施例。根据该实施例，占空比调整逻辑216包括用于实现可变延迟的限流缓冲器500。限流缓冲器500对ON延迟和OFF延迟具有不同的调整量。由定时电路装置124的定时逻辑212生成的对应切换控制信号“PWM_H”、“PWM_L”被反相器502延迟。切换控制信号“PWM_H”/“PWM_L”的无延迟版本对第一开关504进行致动，并且切换控制信号“PWM_H”/“PWM_L”的延迟版本对第二开关506进行致动。第一开关504将第一电流源k1连接到电压斜坡节点“V_RAMP”。第二开关506将电压斜坡节点“V_RAMP”连接到第二电流源k2。电压斜坡节点“V_RAMP”也被连接到输出缓冲器508和电容器C1。

图7的下半部分示出了电压斜坡节点“V_RAMP”处的电压根据切换控制信号“PWM_H”/“PWM_L”变化的曲线。图7的下半部分还示出了限流缓冲器500的输出“OUT”，输出“OUT”对应于经调整的PWM脉冲“PWM_L_Adj”/“PWM_H_Adj”。电压斜坡节点“V_RAMP”处的电压的斜升曲线由第一电流源k1确定，并且电压的斜降曲线由第二电流源k1确定。因此，电流源k1、k2的值确定了由占空比调整逻辑216实现的定时转换调整的量。电流源k1、k2的值基于由功率级106的电流感测电路装置122测量的电流幅度。由于使用了两个电流源k1、k2，因此可以进行ON延迟和OFF延迟两者的调整。

图8图示了每个功率级106的定时电路装置124中包括的占空比调整逻辑216的另一实施例。根据该实施例，占空比调整逻辑216包括用于实现可变延迟的脉冲加宽电路600。图8所示的实施例类似于图7所示的实施例。但是，不同之处在于，第一开关504将电压斜坡节点“V_RAMP”连接到电压源VDD而不是电流源，以形成脉冲加宽电路600。如图8的下半部分所示，脉冲加宽电路600基于由电流源k2实现的可变延迟来调整对应切换控制信号“PWM_H”/“PWM_L”的宽度。

如本文先前所解释，多相功率转换器104的每个功率级106在调整切换状态之间的定时转换时，使用该功率级106的绝对电流测量值，而与任何其他功率级电流无关。本文所述的抗电流扰乱方案不执行电流平衡，而是确保不存在失控条件。抗电流扰乱方案利用了有效占空比与输入占空比之间的关系，该关系具有以下特征：随着电流增加，产生的有效占空比变小，从而减小了功率级106传递的电流。标称占空比可以在12％-15％的范围内，并且通过抗电流扰乱方案实现的调整可以在标称占空比的5％-8％的范围内。

例如，功率级电流范围最大可以为60A至100A。在四个功率级106并联耦合来形成多相功率转换器104的相的情况下，两个功率级106可以尝试提供50A，其中在50A下标称占空比为14％。控制器108基于总输出电流和各相之间的电流平衡来调整占空比。如果相输出60A中的第三功率级106和同一相输出40A中的第四功率级106，功率级106之间产生0.3％的占空比差。0.3％的占空比差构建随时间变化的显著电流差。传递60A而不是50A的功率级106开始损失电流，因为本文中描述的抗电流扰乱方案针对该功率级106产生了更窄的占空比，而输出40A的功率级106开始获得电流，因为本文中描述的抗电流扰乱方案针对功率级106产生了更宽的占空比。虽然控制器108试图跨所有相来平衡所有功率级106，但是在同一相内的每个单独的功率级106实现了所描述的抗电流扰乱方案。

抗电流扰乱方案可以是开环的，其中内部信号基于单独功率级电流感测信息而生成。内部信号可以被用于改变内部功率级延迟，以实现占空比的有效降低。返回到四个功率级的示例，其中一个功率级106处于60A，两个功率级106处于50A，而第四功率级106处于40A，可变延迟可以在对应的PWM信号的上升沿上实现。功率级106在60A处的延迟可以被实现为该功率级106的绝对电流的函数，这有效地使得PWM脉冲宽度变窄。同一相的每个功率级106均以相同的方式、但是基于其自身的绝对电流测量值来实现抗电流扰乱方案。

尽管已描述了用于实现抗电流扰乱方案的定时电路装置124的各种实施例，但是考虑了其他实现方式。例如，定时电路装置124通常具有快速和慢速缓冲器(延迟电路)、定时逻辑和电流感测电路的混合。如果特定功率级106输出的电流超过预期，则定时电路装置124可以使用更多慢速缓冲器来增加内部功率级延迟。如果另一功率级106输出的电流小于预期，则定时电路装置124可以使用更多的快速缓冲器来减少内部功率级延迟。在任一情况下，延迟与该单独功率级106的绝对电流成比例。如果在功率级驱动器电路装置118中实现，则抗电流扰乱方案可以在模拟域中实现，但是可以替代地在数字域中实现。许多不同类型的技术可以被用来实现与抗电流扰乱方案相关联的可变延迟，包括但不限于电压控制、电流控制、变容二极管等。

尽管本公开不限于此，但是以下编号的示例说明了本公开的一个或多个方面。

示例1：一种多相功率转换器的功率级，功率级包括：第一开关设备，被配置为在功率级的第一切换状态下，将功率级的输出节点连接到电源电压；第二开关设备，被配置为在功率级的第二切换状态下，将输出节点连接到地；驱动器电路装置，被配置为针对第一开关设备和第二开关设备的栅极来生成栅极驱动信号，以将功率级设置在第一切换状态、第二切换状态或两个开关设备均断开的非切换状态中，其中每个状态的持续时间以及状态之间的定时转换由功率级接收的控制信号来指示；电流感测电路装置，被配置为测量流过开关设备中的至少一个开关设备的电流；以及定时电路装置，被配置为调整切换状态之间的定时转换，以便相对于由控制信号所限定的参考持续时间来改变第一切换状态和/或第二切换状态的有效持续时间，其中对定时转换的调整与由电流感测电路测量的电流幅度相关。

示例2.根据示例1所述的功率级，其中随着由电流感测电路测量的电流增加，定时电路装置被配置为调整定时转换，使得相对于切换控制信号，第一切换状态的有效持续时间被减小和/或第二切换状态的有效持续时间被增加。

示例3.根据示例1或2所述的功率级，其中定时电路装置配置为基于由电流感测电路装置测量的电流幅度与参考电流电平的比率来调整定时转换。

示例4.根据示例3所述的功率级，其中参考电流电平是针对功率级的最大电流阈值。

示例5.根据示例1至4中任一项所述的功率级，其中定时电路装置被配置为以单调并且与由电流感测电路装置测量的电流幅度成线性比例的方式来调整定时转换。

示例6.根据示例1至5中任一项所述的功率级，其中定时电路被装置配置为从针对第一开关设备和/或第二开关设备的控制信号中导出PWM脉冲，并且其中定时电路装置被配置为通过基于可变延迟扩展PWM脉冲来调整定时转换，可变延迟基于由电流感测电路装置测量的电流幅度。

示例7.根据示例6所述的功率级，其中可变延迟被实现为限流缓冲器，限流缓冲器对ON延迟和OFF延迟进行不同的调整。

示例8.根据示例6所述的功率级，其中可变延迟被实现为脉冲加宽电路。

示例9.根据示例1至8中任一项所述的功率级，其中定时电路装置被配置为从针对第一开关设备的控制信号中导出第一PWM脉冲，并且从针对第二开关设备的控制信号中导出第二PWM脉冲，其中定时电路装置被配置为将第一PWM脉冲的边沿与第二PWM脉冲的边沿进行比较，以确定第一切换状态和第二切换状态之间的死区时间，并且其中定时电路装置被配置为基于由电流感测电路装置测量的电流幅度，通过修改死区时间来调整定时转换。

示例10.一种多相功率转换器，包括：多个相，每个相被配置为将多相功率转换器的总电流的一部分传递到与多相功率转换器的输出连接的负载，并且包括并联耦合的至少两个功率级；以及控制器，被配置为针对每个相，生成单独的切换控制信号，其中相同切换控制信号被提供给同一相的每个并联耦合的功率级。每个相的每个功率级被耦合到多相功率转换器的输出并且包括：第一开关设备，被配置为在功率级的第一切换状态下，将负载连接到电源电压；第二开关设备，被配置为在功率级的第二切换状态下，将负载连接到地；电感器，被配置为将功率级的输出耦合到多相功率转换器的输出；驱动器电路装置，被配置为针对第一开关设备和第二开关设备的栅极来生成栅极驱动信号，以将功率级设置在第一切换状态、第二切换状态或两个开关设备均断开的非切换状态中，其中每个状态的持续时间以及状态之间的定时转换由控制器生成的对应切换控制信号来指示；电流感测电路装置，被配置为测量流过开关设备中的至少一个开关设备的电流；以及定时电路装置，被配置为调整切换状态之间的定时转换，以便相对于由切换控制信号所限定的参考持续时间来改变第一切换状态和/或第二切换状态的有效持续时间，切换控制信号由控制器针对包括功率级的相生成，其中对定时转换的调整基于由电流感测电路装置测量的电流幅度，并且与针对同一相的其他功率级测量的电流独立。

示例11.根据示例10所述的多相功率转换器，其中针对同一相的功率级测量的电流被耦合至控制器的相同电流感测输入端子。

示例12.根据示例11所述的多相功率转换器，其中针对同一相的功率级测量的电流经由相应的电阻器而被耦合至控制器的相同电流感测输入端子。

示例13.根据示例10至12中任一项所述的多相功率转换器，其中针对每个相的每个功率级，随着由功率级的电流感测电路装置测量的电流增加，定时电路被配置为调整定时转换，使得相对于由控制器针对包括功率级的相生成的切换控制信号，第一切换状态的有效持续时间被减小和/或第二切换状态的有效持续时间被增加。

示例14.根据示例10至13中任一项所述的多相功率转换器，其中针对每个相的每个功率级，定时电路装置被配置为基于由功率级的电流感测电路装置测量的电流幅度与参考电流电平的比率来调整定时转换。

示例15.根据示例14所述的多相功率转换器，其中针对每个相的每个功率级，参考电流电平是针对功率级的最大电流阈值。

示例16.根据示例10至15中任一项所述的多相功率转换器，其中针对每个相的每个功率级，定时电路被配置为以单调且与功率级的电流感测电路测量的电流幅度成线性比例的方式来调整定时转换。

示例17.一种电子系统，包括：电路板以及一个或多个电子电路，一个或多个电子电路被附接到板并且将负载呈现给附接到电路板的多相功率转换器或电源。多相功率转换器实现电源，被配置为向负载提供功率，并且包括：多个相，每个相被配置为将电流传递到负载并且包括并联耦合的至少两个功率级；以及控制器，被配置为向每个相提供单独的切换控制信号，其中每个相的每个功率级包括：第一开关设备，被配置为在功率级的第一切换状态下，将负载连接到电源电压；第二开关设备，被配置为在功率级的第二切换状态下，将负载连接到地；驱动器电路装置，被配置为针对第一开关设备和第二开关设备的栅极来生成栅极驱动信号，以将功率级设置在第一切换状态、第二切换状态或两个开关设备均断开的非切换状态中，其中每个状态的持续时间以及状态之间的定时转换由控制器生成的对应切换控制信号来指示；电流感测电路装置，被配置为测量流过开关设备中的至少一个开关设备的电流；以及定时电路装置，被配置为调整切换状态之间的定时转换，以便相对于切换控制信号所限定的参考持续时间来改变第一切换状态和/或第二切换状态的有效持续时间，切换控制信号由控制器针对包括功率级的相生成，其中对定时转换的调整基于由电流感测电路装置测量的电流幅度，并且与针对同一相的其他功率级测量的电流独立。

示例18.根据示例17所述的电子系统，其中针对多相功率转换器的每个相的每个功率级，随着功率级的电流感测电路测量的电流增加，定时电路被配置为调整定时转换，使得相对于由控制器针对包括功率级的相生成的切换控制信号，第一切换状态的有效持续时间被减小和/或第二切换状态的有效持续时间被增加。

示例19.根据示例17或18所述的电子系统，其中针对多相功率转换器的每个相的每个功率级，定时电路装置被配置为基于由功率级的电流感测电路装置测量的电流幅度与参考电流电平的比率来调整定时转换。

示例20.根据示例17到19中任一项所述的电子系统，其中针对多相功率转换器的每个相的每个功率级，定时电路装置被配置为以单调并且与功率级的电流感测电路装置测量的电流幅度成线性比例的方式来调整定时转换。

诸如“第一”、“第二”等的术语被用于描述各种元素、区域、部分等，并且也旨在是限制性的。在整个说明书中，相同的术语指代相同的元素。

如本文中所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括(including/comprising)”等是开放式术语，其指示所陈述的元素或特征的存在，但是不排除其他元素或特征。除非上下文另外明确指出，否则冠词“一(a)”、“一个(an)”和“该/所述”旨在包括复数和单数。

应当理解，除非另外特别指出，否则本文所述的各个实施例的特征可以彼此组合。

尽管本文已图示和描述了特定实施例，但是本领域普通技术人员将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，各种备选和/或等效实现方式可以替代所示出和描述的特定实施例。本申请旨在覆盖本文所讨论的特定实施例的任何改编或变型。因此，意图是本发明仅由权利要求及其等同物来限定。