具体实施方式

本公开描述了一种用于同时使用积分和Δ-Σ调制来优化低电流检测的光传感器架构。具体而言，本公开总地涉及传感器系统，更具体而言，涉及光数字(light-to-digital，LTD)转换器。例如，用于颜色检测的光传感器、颜色光谱传感器等。光传感器架构具有诸如环境光传感器或颜色传感器的应用，其中光传感器用于测量光的水平。本说明书描述了一种使用一阶ΔΣ调制器优化用于传统LTD的灵敏度限制(例如信噪比(SNR))的方法的布置。

本公开基于可复位积分器的积分和电压ΔΣ模数转换器(ADC)。在一些实施方式中，光电二极管电流的积分和调制可以同时工作。在每个周期期间，调制器作为电压ADC工作，其电压斜坡(voltage ramp)从第一参考电压(V_REF)开始到与光电二极管电流成比例的电压。在一些实施方式中，在可编程数量的调制周期之后，模数转换暂停，并且积分器在第一参考电压(V_REF)下很快处于复位状态。可以重复积分和复位阶段，直到达到总周期数。在一些实施方式中，每个积分周期花费相同的时间量，这可以在调制周期与总周期数之比是整数的情况下完成。

下面将更详细地描述这些特征以及附加特征。

图1是光学传感器布置100的示例实施方式。传感器布置100包括一阶ΔΣ调制器电路102和光电二极管104。一阶ΔΣ调制器电路102包括参考电荷电路110、积分器120、比较器132和数字计数器135。一阶ΔΣ调制器电路102作为光-频转换器工作，其可以实施为集成电路。

在一些实施方式中，光电二极管104作为外部组件连接到该集成电路。可替换地，在一些实施例中，光电二极管104可以是该集成电路的一部分。光-频转换器和光电二极管可以被认为是光学传感器布置。在一些实施例中，光学传感器布置被用作环境光传感器。

参考电荷电路110向一阶ΔΣ调制器电路102提供参考电荷(V_REF)。参考电荷电路110包括多个开关(T1、T2、T3和T4)和参考电容器(C_REF)111。在一些实施方式中，开关是MOSFET。每个开关包括第一端子、第二端子和第三端子，并且第一开关的第三端子接收控制信号，该控制信号将第一开关置于在第一端子和第二端子之间建立导电路径的闭合状态或者在第一端子和第二端子之间消除导电路径的断开状态。开关T1和T2连接到第一时钟信号，开关T3和T4连接到第二时钟信号，其中每个时钟信号是非重叠的时钟信号。在一些实施方式中，每个开关在基本一半DC输入电压(V_REF)的开关电压的幅度限制下操作。

参考电容器111经由参考开关T2耦合到积分器120的输入。因此，参考电容器111通过参考开关T2耦合到放大器121输入。参考电容器111提供可变电容值C_REF。参考电容器111的电容值C_REF由电容器控制信号设定。

光电二极管104通过复位开关105耦合到一阶ΔΣ调制器电路102的光电二极管输入。一阶ΔΣ调制器电路102包括积分器120，积分器120又包括放大器121、积分器输入和积分器输出。放大器121包括连接到复位开关105的放大器输入，复位开关105连接到一阶ΔΣ调制器电路102的光电二极管输入。在一些实施方式中，放大器输入被实现为反相输入。可替换地，放大器输入可以实现为非反相输入。放大器121包括例如被设计为非反相输入的另一个放大器输入。光电二极管104将一阶ΔΣ调制器电路102的光电二极管输入连接到参考电位端子。积分器120的积分电容器122将该放大器输入连接到放大器121的放大器输出。所得放大器输出包括从输入光电二极管电流(I_IN)转换而来的积分电压(V_INT)。放大器121的放大器输出连接到积分电压(V_INT)节点140。积分电压(V_INT)节点140还连接到积分电容器122和复位开关106。

一阶ΔΣ调制器电路102包括比较器132，该比较器132具有经由积分电压(V_INT)节点140连接到放大器121输出的非反相输入。例如，比较器132的输入被实现为非反相输入。例如，比较器132的另一个输入被设计为反相输入。参考电压源VR_COMP将该另一个输入连接到参考电位端子和复位开关106。比较器132的输出连接到数字计数器135和反馈回路112。反馈回路连接到参考电荷电路110。计数器135包括控制输入和控制逻辑以及一个或多个时钟发生器(未示出)。在操作期间，特别是在复位阶段期间，复位开关106通过复位开关信号S_RESET被切换到闭合状态，并且积分电压(V_INT)将在积分电压(V_INT)节点140处转换为参考电压源VR_COMP。类似地，在复位阶段，复位开关105通过复位开关信号S_RESET被切换到断开状态。

通过将输入控制信号ADC_ON和积分时间信号S_TINT施加到数字控制电路的控制输入来初始化传感器信号获取。调制时钟信号T_CLKMOD(这里有时称为“T_CLK”)可以由时钟发生器提供和/或由数字控制电路生成。优选地，传感器布置100在信号获取进行之前被清除(clear)。当输入控制信号ADC_ON被提供给控制输入时，一阶ΔΣ调制器电路102的操作被触发。偏置源Vb向参考电容器111提供放大器参考电压V_REF。参考电容器111生成电荷包QREF。电荷包QREF的值取决于

Q_ref＝V_ref,in·C_ref

其中，C_ref是参考电容器111的电容值，V_ref,in是放大器参考电压V_REF的电压值。数字控制电路向参考开关T2提供参考信号S2。在闭合参考开关T2之后，电荷包QREF被施加到积分器输入节点123处的积分器120的输入。

取决于输入控制信号ADC_ON，并且在传感器布置100已经被设置或清除到初始条件之后，光电二极管104开始信号获取并生成光电流IPD(I_IN)。光电流的值取决于入射到光电二极管104上的光的强度。光电流IPD流过光电二极管104和一阶ΔΣ调制器电路102的输入，通过复位开关105到达积分器120。光电二极管104、放大器121的反相输入和积分电容器122中的每一个都连接到积分输入节点123。此外，参考电容器111经由参考开关T2耦合到积分输入节点123。传感器电流IPD从积分输入节点123流向具有正值的参考电位端子。偏置源Vb向放大器121的非反相输入提供放大器参考电压Vb。放大器121在积分电压(V_INT)节点140处生成输出电压VOUT。

在参考开关T2断开的情况下，光电流IPD在积分电容器122上积分。输出电压VOUT随时间t上升，如下所示:

V_OUT＝I_PD·t·C_INT

其中I_PD是光电流的值，C_INT表示积分电容器122的电容值。放大器121的输出电压VOUT作为积分电压(V_INT)施加到比较器132的非反相输入。

在信号获取期间，信号处理单元对比较器输出信号LOUT的脉冲进行计数。基本上，计数由计数器135执行。参考电荷电路110、积分器120、比较器132和计数器135一起可以被认为是生成异步计数的一阶调制器。异步计数与积分电容器122上积分的光电流(I_IN)成正比(在误差范围内)。根据一些实施方式，异步计数可能容易出错，这可以由信号处理引擎来解决。计数器135提供同步计数。该计数包括整数个独立计数(ADC结果)。在一些实施方式中，比较器132可以被实施为例如锁存比较器。

诸如图1所示的传感器布置100的ALS电路的基本操作原理是：电荷平衡模数转换器(ADC)从光电二极管收集光子电流并将其转换成ALS计数(ADC-COUNT)。ALS计数基于电荷守恒方程:

ADC_COUNT＝(T_int*I_pd)/(C_ref*V_ref)

其中T_int是总转换时间，I_pd是光电流(I_IN)的值，C_ref是参考电容器111的电容值，Vref是参考电压(V_REF)。在完全黑暗的光条件下，理想情况下，光电二极管不会生成任何电流，ADC的计数的数量为零。每个ALS积分周期的总ALS测量时间可通过下等式计算:

ALS测量时间＝AZ_Time+Init_Time+ALS_Integration_Time

其中Init_Time是初始化时间，并且是与增益无关的固定时间(例如100微秒)，AZDAC和ALS_Integration_Time是固定时间(例如100毫秒)。AZ_Time是自动调零时间，自动调零时间随AZ DAC中的位数和用于查找AZ码的算法而变化。例如，AZ DAC的位越多，AZ时间越长，放大器121偏移电压越小。随着DAC位数的增加，ALS测量中的开销时间增加，这可能是ALS测量中最大开销时间的来源。

在一些实施方式中，用户可以对积分时间进行编程。例如，根据一些实施方式，积分时间(T_INT)的范围可以从2.78毫秒变化到1400毫秒。可替换地，可以使用不同范围的积分时间。

图2是图1的用于光感测的传感器布置100的示例图200。具体地，图200示出了利用电流调制阶段的传感器布置100。

复位阶段用于定义积分器120的初始条件。在复位阶段期间，光电二极管电流(I_IN)为0pA。在复位阶段期间，复位开关105处于断开状态。在一些实施方式中，在复位阶段之前，最初使用自动调零操作来补偿放大器121直流偏移电压产生的影响。自动调零操作还可以使光电二极管104两端的偏移电压达到合理的水平(例如，低于约100μV)。

在复位阶段之后，复位开关105处于闭合状态，并且一阶ΔΣ调制器电路102在积分时间(T_INT)内开始积分电容器122(C_INT)电容上的连续光电二极管电流积分。达到跳变(VR_COMP)点后，调制器输出(ADC结果)与输入电流成比例地线性上升，在积分器120输出处的负阶跃在积分电压V_INT节点140处生成。在积分时间(T_INT)内进行调制期间的光电二极管电流(I_IN)在光电二极管电流(I_IN)线下产生阴影区域202。ADC结果与阴影区域202成比例。

积分器120幅度(ΔV_INT)由下等式计算:

其中，C_REF是参考电容器111的电容值，V_REF是放大器参考电压V_REF的电压值，C_INT是积分电容器122的电容值。电荷平衡反馈回路112继续，直到达到用户编程的调制周期数(ltf_itime+1)，其中“itime+1”是从测量开始到结束的时钟周期数。例如，在满量程条件下，比较器132在每个时钟周期传递1，这意味着这是“itime+1”。在积分时间内，COMP＝1“计数”，这是AD转换的当前结果。满量程电流(IFS)可计算如下:

其中，C_REF是参考电容器111的电容值，V_REF是放大器参考电压V_REF的电压值，T_CLKMOD是调制时钟信号。

在低电流应用的情况下，假设恒定的积分时间T_CLKMOD，通过降低满量程因子(IFS＝V_REF*C_REF)可以产生更多的信号计数。下面的示例可以说明这种方法的限制:

表1–示例满量程电流条件

在上面表1所示的示例中，如果满量程电流为125pA，则基准电压和积分器输出的幅度为2.5mV，低于积分器的噪声水平。传感器布置100的这个示例描绘了通过增加信号计数的数量不可能进一步提高SNR，因为噪声计数也会增加。

图3是传感器布置300的示例性实施方式。传感器布置300包括光电二极管304、积分器320、一阶ΣΔ调制器(SD_MOD)电路330和两个复位开关305、306。传感器布置300作为光-频转换器工作，其可以实施为集成电路。

在一些实施方式中，光电二极管304作为外部组件连接到该集成电路。可替换地，在一些实施例中，光电二极管304可以是该集成电路的一部分。具有光电二极管304的传感器布置300可以被认为是光学传感器布置。在一些实施例中，光学传感器布置被用作环境光传感器。

光电二极管304通过复位开关305耦合到积分器320的光电二极管输入。积分器320包括放大器325、积分器输入321和积分器输出323。放大器325包括连接到复位开关305的放大器输入327，复位开关305连接到积分器320的光电二极管输入321。在一些实施方式中，放大器输入327被实现为反相输入，如图所示。光电二极管304将积分器320的光电二极管输入321连接到接地参考电位端子。积分器320的积分电容器322电耦合到放大器输入327和放大器输出326。所得放大器输出包括积分电压(V_INT)(或有时在此称为输入电压V_IN，如图3所示)。积分电压(V_INT)由积分器320从输入光电二极管电流(I_IN)转换。放大器输出326连接到输入电压节点340。输入电压节点340进一步连接到积分电容器322和复位开关306。

一阶ΣΔ调制器电路330包括一阶ΣΔ调制器335。SD_MOD 335可以包括类似于图1所示的用于调制的电路组件。例如，SD_MOD 335可以包括比较器和计数器，以及连接到控制逻辑和时钟发生器。

SD_MOD 335包括两个参考电压输入332、333，分别连接到正参考电压(VREFP)和负参考电压(VREFN)。SD_MOD 335还包括连接到积分电压(V_INT)节点340的输出331，积分电压(V_INT)节点340将SD_MOD电路330电连接到输入电压(V_IN)。参考电位端子，例如负参考电压(VREFN)，将SD_MOD 335连接到复位开关306。在操作期间，具体地，在复位阶段期间，复位开关306通过复位开关信号S_RESET被切换到闭合状态，并且积分输入电压((V_INT)将在输入电压节点340处转换为负参考电压VREFN。因此，在操作中，复位开关306允许积分器320作为可复位积分器操作。类似地，在复位阶段期间，复位开关305通过复位开关信号S_RESET被切换到断开状态，这防止光电二极管电流在复位时间段期间流过传感器布置300，这将在本文中进一步讨论。

如上面参考图1所讨论的，通过将输入控制信号ADC_ON和积分时间信号S_TINT施加到数字控制电路的控制输入来初始化传感器信号获取。调制时钟信号T_CLKMOD(这里有时称为“T_CLK”)可以由时钟发生器提供和/或由数字控制电路生成。优选地，传感器布置300在信号获取进行之前被清除。当输入控制信号ADC_ON被提供给控制输入时，传感器布置300的操作被触发。取决于输入控制信号ADC_ON，并且在传感器布置300已经被设置或清除到初始条件之后，光电二极管304开始信号获取并生成光电流IPD(I_IN)。光电流的值取决于入射到光电二极管304上的光的强度。光电流IPD通过复位开关305流过光电二极管304和积分器320的输入。光电二极管304、放大器325的反相输入327和积分电容器322中的每一个都连接到积分输入节点328。传感器电流IPD(I_IN)从积分输入节点328流向具有正值的参考电位端子。放大器325的非反相输入接地。放大器325在电耦合到积分输入电压节点140的放大器输出326处生成输出电压VOUT。

光电流IPD在积分电容器122上积分。输出电压VOUT随时间t上升，如下所示:

V_OUT＝I_PD·t·C_INT

其中I_PD是光电流的值，C_INT表示积分电容器322的电容值。放大器325的输出电压VOUT作为积分电压(V_INT)被施加到SD_MOD 335的比较器的非反相输入。

在信号获取期间，SD_MOD 335的信号处理单元对比较器输出信号LOUT的脉冲进行计数。基本上，计数是由计数器执行的。SD_MOD电路330生成同步计数。同步计数与积分电容器322上积分的光电流(I_IN)成正比(在误差范围内)。计数包括整数个独立计数(ADC结果)。在一些实施方式中，比较器可以被实施为例如锁存比较器。

图4是图3的用于光感测的传感器布置300的示例图400。具体而言，图400示出了利用单独的积分和电压ADC转换阶段的传感器布置300。

复位阶段用于定义积分器120的初始条件。在复位阶段期间，光电二极管电流(I_IN)为0pA。在复位阶段期间，复位开关305处于断开状态，复位开关306处于闭合状态，因此积分电压节点140处的电压电平V_IN等同于负参考电压VREFN。如图4所示，示例VREFN被设置为640mV。在一些实施方式中，在操作期间，自动调零操作最初用于补偿由放大器325直流偏移电压产生的影响。自动调零操作还可以使光电二极管304两端的偏移电压达到合理的水平(例如，低于约100μV)。

在复位阶段之后，复位开关305处于闭合状态，复位开关306处于断开状态，并且传感器布置300开始积分，这包括在积分时间(T_INT)内积分电容器322(C_INT)电容上的连续光电二极管电流积分。在积分时间(T_INT)内的积分期间，输入电压(V_IN)随着光电流(I_IN)和积分时间线性增加。

在积分时间(T_INT)内的积分完成后，保持阶段被初始化。为了启动保持阶段，通过打开复位开关305来禁止电流流动，并且输入电压(V_IN)保持在:

其中I_IN是光电二极管304生成的电流，T_INT是积分时间，C_INT是积分电容器322的电容值。

保持阶段启动电压ADC转换阶段。在电压ADC转换阶段期间，来自SD_MOD 335的调制器输出(ADC结果)与输入电压(V_IN)成比例地线性上升。在电压ADC转换时间段(2^N*T_CLK)内进行调制期间的光电二极管电流(I_IN)在输入电压(V_IN)线下产生阴影区域402，如图4所示。其中，N是ADC的位数。ADC结果与阴影区域402成比例。

当V_IN达到正参考电压VREFP时，满量程电流(IFS)条件可计算如下:

其中C_INT是积分电容器322的电容值，V_REFP是正参考电压，V_REFN是负参考电压，T_INT是积分时间。例如，如图4所示，VREFP为1.4V，VREFN为640mV。然而，可以使用不同范围的参考电压。

图5是图3的用于光感测的传感器布置300的示例图500。具体地，图500示出了利用积分-调制技术同时执行积分和电压ADC转换阶段的传感器布置300，其中光电二极管电流的积分和调制同时工作。

具体而言，在每个周期期间，调制器(即SD_MOD 335)作为电压ADC工作，其电压斜坡从VREFN开始，在复位阶段之后，达到与光电二极管电流成比例的电压。在可编程数量的调制周期(ltf_ccount+1)之后，ADC转换暂停，积分器320在负参考电压VREFN下短暂处于复位状态。重复积分和复位阶段，直到达到总周期数(ltf_itime+1)。在一些实施方式中，每个积分周期花费相同的时间量，这可以在比率Ncycles为整数的情况下完成:

其中(ltf_itime+1)是周期总数，(ltf_ccount+1)是编程的调制周期数(ltf_ccount+1＝T_INT)。

类似于上面在图4中描述的复位阶段，复位阶段用于定义积分器120的初始条件。在复位阶段期间，光电二极管电流(I_IN)为0pA。在复位阶段期间，复位开关305处于断开状态，复位开关306处于闭合状态，因此积分电压节点140处的电压电平等同于负参考电压VREFN。如图4所示，示例VREFN被设置为640mV。在一些实施方式中，在操作期间，自动调零操作最初用于补偿由放大器325直流偏移电压产生的影响。自动调零操作还可以使光电二极管304两端的偏移电压达到合理的水平(例如，低于约100μV)。

在复位阶段之后，复位开关305处于闭合状态，复位开关306处于断开状态，并且传感器布置300开始积分和电压ADC转换，这包括在积分时间(T_INT)内积分电容器322(C_INT)电容上的连续光电二极管电流积分。在积分时间内的积分期间，输入电压(V_IN)随着光电流(I_IN)和积分时间线性增加。同时，电压ADC转换阶段也在相同的积分时间(T_INT)期间发生，并且来自SD_MOD 335的调制器输出(ADC结果)与输入电压(V_IN)成比例地线性上升。如图5所示，在积分时间(T_INT)内进行调制期间，光电二极管电流(I_IN)在输入电压(V_IN)线下产生阴影区域502a、502b。ADC结果与阴影区域502a、502b成比例。重复复位阶段和积分/调制阶段，以调整满量程电流条件。

图5的一些示例测量由以下示例示出:

表2–示例满量程电流条件

在上表3所示的示例中，IFS是满量程电流，C_INT是积分器电容，C_REF是参考电容，C_MOD是ΔΣ调制器电容，V_REF是参考电压，ΔV_INT是调制器幅度。

当V_IN达到正参考电压VREFP时，满量程电流(IFS)条件可计算如下:

其中C_INT是积分电容器322的电容值，V_REFP是正参考电压，V_REFN是负参考电压，T_INT是积分时间。例如，如图4所示，VREFP为1.4V，VREFN为640mV。然而，可以使用不同范围的参考电压。示例满量程电流条件通过以下示例示出:

表3–示例满量程电流条件

在上面表3所示的示例中，VREF是图3中VREFP–VREFN的差分参考电压。如果满量程电流在65000个周期时为4.63pA，则基准电压和积分器输出的幅度为95mV，高于积分器的噪声水平。传感器布置300的这个示例描绘了通过增加信号计数的数量来进一步提高SNR是可能的。

虽然本说明书包含许多具体的实施方式细节，但是这些不应被解释为对任何特征或所要求保护的范围的限制，而是对特定于特定实施例的特征的描述。本说明书中在单独实施例的上下文中描述的某些特征也可以在单个实施例中组合实现。相反，在单个实施例的上下文中描述的各种特征也可以在多个实施例中单独实现或者在任何合适的子组合中实现。此外，尽管特征可以在上面被描述为在某些组合中起作用，并且甚至最初被这样要求保护，但是在一些情况下，来自所要求保护的组合的一个或多个特征可以从该组合中删除，并且所要求保护的组合可以指向子组合或子组合的变型。

类似地，虽然在附图中以特定顺序描述了操作，但是这不一定理解为要求以所示的特定顺序或按序执行这些操作，或者要求执行所有示出的操作，以获得期望的结果。在某些情况下，多任务和并行处理可能是有利的。此外，上述实施例中的各种系统组件的分离不应该被理解为在所有实施例中都需要这种分离，并且应该理解，所描述的程序组件和系统通常可以在单个软件产品中集成在一起或者封装到多个软件产品中。

因此，已经描述了主题的特定实施例。在一些情况下，权利要求中列举的动作可以以不同的顺序执行，并且仍然获得期望的结果。此外，附图中描绘的过程不一定需要所示的特定顺序或按序顺序来获得期望的结果。在某些实施方式中，多任务和并行处理可能是有利的。因此，其他实施方式在以下权利要求的范围内。