具体实施方式

(第1实施方式)

参照图对本发明的第1实施方式涉及的开关电源装置进行说明。图1是第1实施方式涉及的开关电源装置10的电路框图。

如图1所示，开关电源装置10具备MPU20、功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34。虽然在本实施方式中，功率变换部的个数为4个，但是只要是多个，就能够应用本实施方式的结构。此外，开关电源装置10具备输入端子Pin以及输出端子Pout。开关电源装置10对应于本发明的“系统开关电源装置”，输出端子Pout对应于本发明的“公共输出端子”，该输出端子Pout的电压是输出电压Vout。所谓系统开关电源装置，例如，与仅具备一个功率变换部的开关电源不同，意味着具备多个功率变换部，并根据负载的状态对多个功率变换部的运转数、运转状态适当地进行控制的电源装置。

输入端子Pin与外部的直流电压源连接。开关电源装置10从输入端子Pin接受直流的输入电压Vin的供给。输出端子Pout与未图示的负载连接。

MPU20与输入端子Pin连接，经由输入端子Pin被供给电源。其电源供给线通过输入电容器Ci1与接地基准电位连接。

MPU20由数字电子电路构成，是可编程的微处理单元(Micro Processing Unit)。MPU20是能够执行可编程的运算处理的器件。MPU20通过可编程的运算处理来生成控制信号(振荡控制信号)。

MPU20与功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34连接。MPU20对功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34各自输出控制信号。

例如，MPU20对多个功率变换部中的运转的功率变换部(使动作有效的功率变换部)输出与该功率变换部相应的控制信号，对不运转的功率变换部(使动作无效的功率变换部)不输出控制信号。

控制信号包含振荡信号，该振荡信号包含各功率变换部的开关频率。各控制信号的振荡信号具有相位差，该相位差根据运转的功率变换部的个数来设定。由此，MPU20使开关电源装置10作为多相转换器而进行动作。

此时，MPU20使用来自端子504的运转数信号Sop，决定运转的功率变换部的个数。功率变换部31的端子504、功率变换部32的端子504、功率变换部33的端子504、以及功率变换部34的端子504与公共节点540连接，公共节点540与MPU20连接。此外，MPU20根据该个数来决定相位差，并设定向运转的功率变换部输出的振荡信号。

功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34与输入端子Pin连接，经由输入端子Pin被供给电源。功率变换部31的电源供给线通过输入电容器Ci1与接地基准电位连接。功率变换部32的电源供给线通过输入电容器Ci2与接地基准电位连接。功率变换部33的电源供给线通过输入电容器Ci3与接地基准电位连接。功率变换部34的电源供给线通过输入电容器Ci4与接地基准电位连接。

功率变换部31的输出端、功率变换部32的输出端、功率变换部33的输出端、以及功率变换部34的输出端与输出端子Pout连接。

功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34具有相同的电路结构。因此，以下仅对功率变换部31具体地说明电路结构。

如图1所示，功率变换部31具备电感器L、输出电容器Co1、电阻RL、电容器CL、以及PWM控制IC400、反馈信号生成部50。

包含开关元件Q1和开关元件Q2的电路对应于本发明的“开关电路”。PWM控制IC400具备驱动部40、开关元件Q1、以及开关元件Q2。PWM控制IC400包含一体化地集成的FET。即，PWM控制IC400是模拟IC。PWM控制IC400对应于“FET内置PWM控制IC”以及“脉冲宽度调制控制IC”。

PWM控制IC400与输入端子Pin连接，经由输入端子Pin被供给电源。

从MPU20对驱动部40输入控制信号。在驱动部40被输入电压反馈信号和电流反馈信号的合成反馈信号。驱动部40根据控制信号和合成反馈信号对开关元件Q1以及开关元件Q2生成使用了PWM(脉冲宽度调制)控制的开关控制信号。

开关元件Q2的栅极与驱动部40连接，漏极与输入端子Pin连接，源极与开关元件Q1的漏极连接。开关元件Q1的栅极与驱动部40连接，源极与接地基准电位连接。包含这些开关元件Q1和开关元件Q2的电路对应于本发明的“开关电路”。

从驱动部40对开关元件Q2的栅极输入开关元件Q2用的开关控制信号。从驱动部40对开关元件Q1的栅极输入开关元件Q1用的开关控制信号。

电感器L的一端与开关元件Q2的源极和开关元件Q2的漏极的连接点连接。

电感器L的另一端与输出端子Pout连接。电感器L的另一端通过输出电容器Co1与接地基准电位连接。

(电感器电流iL的检测电路)

电阻RL和电容器CL的串联电路与电感器L并联连接。该电路对应于本发明的“电感器电流检测电路”。电阻RL对应于本发明的具有“交流电阻”的“检测用电阻”，电容器CL对应于本发明的“检测用电容器”。通过将电感器L的电感、电感器L的等效串联电阻Rs的电阻值、电阻RL的电阻值、以及电容器CL的电容设为特定的关系，从而能够无损耗地检测流过电感器L的电流。

具体地，根据以下的原理，能够无损耗地检测电感器L的电流(电感器电流iL)。图2是电感器电流的测定电路的等效电路图。

电感器L具有等效串联电阻Rs。因此，电阻RL和电容器CL的串联电路可视为相对于电感器L和等效串联电阻Rs的串联电路进行了并联连接。

在此，将电容器CL的两端电压设为vC。此时，将电容器CL中的与电阻RL连接的一侧设定为+侧。此外，将等效串联电阻Rs的两端电压设为vs。此时，将等效串联电阻Rs中的与电感器L连接的一侧设定为+侧。

在该情况下，若将电感器电流作为时间t的函数而设为iL(t)，并将对该电路的施加电压设为E，则vs能够作为时间t的函数而用式1来表示。

vs(t)＝iL(t)·Rs＝(E/L)·t·Rs -(式1)

另一方面，vC作为时间t的函数，在t＝0附近，能够用式2来表示。

vc(t)＝(E/(CL·RL))·t -(式2)

在此，等效串联电阻Rs的两端电压vs等于电感器电流iL(t)下的电压降。因此，如果能够使等效串联电阻Rs的两端电压vs(t)和电容器CL的两端电压vc(t)相等，则能够通过随时间变化的电容器CL的两端电压vc(t)无损耗地检测电感器电流iL(t)。即，通过满足式3，从而能够通过电容器CL的两端电压vc(t)无损耗地检测电感器电流iL(t)。

vs(t)＝vc(t) -(式3)

若将(式1)以及(式2)代入到(式3)，则可得到下式。

Rs/L＝1/(CL·RL) -(式4)

因此，通过将电容器CL的电容以及电阻RL的电阻值，即，包含电容器CL和电阻RL的CR电路的时间常数(CR时间常数)设定为相对于电感器L的电感、电感器L的等效串联电阻Rs的电阻值满足(式4)，从而能够无损耗地检测随时间变化的电感器电流iL(t)。

(反馈信号生成部50)

如图1所示，反馈信号生成部50具备端子501、端子502、端子503、端子504。端子501与输出端子Pout连接，换言之，与功率变换部31的输出端、功率变换部32的输出端、功率变换部33的输出端、以及功率变换部34的输出端的并联连接部连接。端子502与电阻RL和电容器CL的连接点连接。端子503与PWM控制IC400的驱动部40连接。

端子504与其它功率变换部的反馈信号生成部50的端子504并联地连接。即，功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34的各反馈信号生成部50的端子504与公共节点540连接。公共节点540与MPU20连接。

反馈信号生成部50在功能上具备以下结构。图3是第1实施方式涉及的反馈信号生成部50的电路图。如图3所示，反馈信号生成部50具备单独电流信号生成部52、共有信号生成部53、单独电流反馈信号生成部54、以及单独电压反馈信号生成部500。

(单独电流信号生成部52)

如图3所示，单独电流信号生成部52具备放大器U51、电阻R51、电阻R52、电阻R53、以及电阻R54。

放大器U51的反相输入端子经由电阻R51与端子501连接。放大器U51的同相输入端子经由电阻R52与端子502连接。电阻R51的电阻值和电阻R52的电阻值相同。电阻R53连接在同相输入端子与接地基准电位之间。放大器U51的输出端子经由电阻R54与放大器U51的反相输入端子连接。电阻R53的电阻值和电阻R54的电阻值相同。在放大器U51被供给驱动电源VDD。通过该电路结构，单独电流信号生成部52实现差动放大电路。

端子501与输出端子Pout连接，端子502与电容器CL和电阻RL的连接点连接。由此，在放大器U51的同相输入端子与反相输入端子之间产生与电感器电流iL对应的电位差。而且，基于电感器电流iL的信号以给定的放大率被放大，并从放大器U51的输出端子，即，单独电流信号生成部52的输出端子作为单独电流信号而输出。

(共有信号生成部53)

如图3所示，共有信号生成部53具备放大器U52以及二极管D52。放大器U52的同相输入端子与放大器U51的输出端子连接。放大器U52的输出端子经由二极管D52与放大器U52的反相输入端子连接。此时，二极管D52的阳极与输出端子连接，二极管D52的阴极与反相输入端子连接。反相输入端子与端子504连接，即，与公共节点540连接。在放大器U52被供给驱动电源VDD。

通过该电路结构，共有信号生成部53实现针对多个功率变换部31-34的、单独电流信号的最大值保持电路。包含该单独电流信号的最大值的信号对应于本发明的“共有总线信号”。而且，该“共有总线信号”成为“运转数信号Sop”。

(单独电流反馈信号生成部54)

单独电流反馈信号生成部54具备放大器U53、放大器U54、晶体管Tr55、电阻R55、电阻R56、电阻R57、电阻R58、电阻R551、以及电阻R552。

放大器U53的反相输入端子经由电阻R55与放大器U51的输出端子连接。放大器U53的同相输入端子经由电阻R56与二极管D52的阴极以及端子504连接。电阻R55的电阻值和电阻R56的电阻值相同。电阻R57连接在放大器U53的同相输入端子与接地基准电位之间。放大器U53的输出端子经由电阻R58与放大器U53的反相输入端子连接。电阻R57的电阻值和电阻R58的电阻值相同。在放大器U53被供给驱动电源VDD。

放大器U54的同相输入端子与放大器U53的输出端子连接。放大器U54的输出端子与NPN型的晶体管Tr55的基极连接。晶体管Tr55的集电极经由电阻R551与端子501连接。晶体管Tr55的发射极经由电阻R552与接地基准电位连接。此外，晶体管Tr55的发射极与放大器U54的反相输入端子连接。进而，晶体管Tr55的集电极和电阻R551的连接点经由电阻R11和电阻R12串联电路与接地基准电位连接。

电阻R11和电阻R12的连接点与端子503连接。通过电阻R11和电阻R12的串联电路，构成单独电压反馈信号生成部500。

在放大器U53的反相输入端子被输入单独电流信号，在同相输入端子被输入共有总线信号。由此，在放大器U51的同相输入端子与反相输入端子之间，产生共有总线信号与单独电流信号的电位差。而且，基于共有总线信号与单独电流信号的电位差的信号以给定的放大率被放大，并从放大器U53的输出端子，即，端子503输出到放大器U54。

通过包含放大器U54、晶体管Tr55、以及电阻R552的电路，实现电压-电流变换电路。具体地，在该电路中，若在放大器U54的同相输入端子施加差分信号(差分电压)，则在晶体管Tr55的集电极-发射极间流过差分信号(差分电流Iadj)。该差分电流相当于单独电流反馈信号。

通过流过差分电流Iadj，从而电阻R551与电阻R11的连接点(晶体管Tr55的集电极)的电压成为Vout-(Rr551×Iadj)。Rr551是电阻R551的电阻值。

其结果是，用电阻R11和电阻R12对Vout-(Rr551×Iadj)的电压进行了分压的电压被输出到端子503。即，和单独电流放大信号与运转数信号Sop(最大值保持信号)的差分、以及输出电压Vout相应的电压被输出到端子503。换言之，单独电流反馈信号和根据电阻R551、电阻R11以及电阻R12的电阻值和输出电压Vout决定的单独电压反馈信号被合成，并作为单独反馈信号而输出到端子503。单独反馈信号被反馈到驱动部40。驱动部40基于单独反馈信号进行PWM控制，并对开关元件Q1以及开关元件Q2输出开关控制信号。

由此，可实现输出电压的稳定化。而且，如上所述，反馈信号生成部50由模拟电子电路构成。因此，反馈信号生成部50能够输出对于输出电压的变动高速地进行响应的单独电流反馈信号以及单独电压反馈信号。因而，开关电源装置10能够实现输出电压的稳定化以及对变动的高速响应性。

因此，开关电源装置10能够兼顾进行对多个功率变换部集中控制整体的动作的公共运算控制的数字和实现输出电压的高速负载响应的模拟控制，能够实现具备多个功率变换部的系统开关电源装置的高效率化、小型化、低噪声化。

进而，如上所述，通过将数字电子电路用于公共运算控制，并将模拟电子电路用于单独的功率变换部，从而仅通过在硬件上变更功率变换部的个数，并在软件上变更公共运算控制的固件，就能够应对与各种各样的供给电流相应的系统开关电源装置的调试，能够实现能够灵活地应对供给电流的规格的具有规模扩展性的可扩展系统开关电源装置。

进而，开关电源装置10在单独的功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34中进行使用了单独反馈信号的PWM控制。由此，开关电源装置10能够得到精度更高且更稳定的输出特性。

(与运转数的切换控制相关的结构)

如上所述，作为共有总线信号的运转数信号Sop被输入到MPU20。MPU20使用运转数信号Sop决定运转的功率变换部的个数，并生成控制信号。如上所述，MPU20是可编程的微处理单元(Micro Processing Unit)，实现图4所示的功能。即，MPU20通过数字电子电路来实现图4所示的功能。

图4是第1实施方式涉及的MPU20的功能框图。如图4所示，MPU20具备ADC21、负载电流计算部22、运转控制信号生成部23、以及存储部24。

在存储部24存储有运转数、运转状态、以及切换阈值。即，MPU20保持有运转数、运转状态、以及切换阈值。运转数n是当前运转中的功率变换部的个数。运转状态包含提供给运转中的功率变换部的控制信号(振荡信号)的相位，例如，在多个功率变换部处于运转中的情况下，包含输出到多个功率变换部各自的控制信号(振荡信号)的相位，或者相位差。切换阈值是成为运转数的切换的判定基准的负载电流值。

ADC21是模拟-数字变换电路，将由模拟信号构成的运转数信号Sop变换为数字信号。

负载电流计算部22根据运转数信号Sop来计算负载电流值。具体地，负载电流计算部22从存储部24读出运转数n。负载电流计算部22通过将运转数信号Sop和运转数n相乘，从而计算负载电流值Iz。负载电流计算部22将负载电流值Iz输出到运转控制信号生成部23。

运转控制信号生成部23从存储部24读出切换阈值TH。运转控制信号生成部23对负载电流值Iz和切换阈值TH进行比较，并根据比较结果来决定运转数n。

具体地，运转控制信号生成部23基于以下所示的原理来决定运转数n。

图5是用于说明运转数的切换的概念的图。图5是示出将多个功率变换部并联地连接的电路结构中的输出电压和输出电流的关系的曲线图。横轴是输出电流，纵轴是输出电压。

将并联连接的功率变换部的运转数设为n，将功率变换部的电阻设为r，将输入电压设为Vin，输出电压Vout和输出电流Iout具有式5的关系。

Vout＝Vin-(r/n)Iout -(式5)

输入电压Vin是恒定的。根据该关系，可得到图5所示的用点线示出的输出特性。如各点线所示，运转数n越多，越能够抑制输出电压Vout的下降量并且得到更大的输出电流Iout。即，运转数n越多，越能够对稳定的所希望的输出电压Vout以低损耗得到更大的负载电流。

在此，例如，如图5所示，将输入电压Vin设为1.85[V]，将输出电压的最低值设为1.80[V]。

运转控制信号生成部23将每个运转数n的输出特性达到1.80[V]时的输出电流(负载电流)Iout作为切换的阈值。例如，若为图4的例子，则将运转数n从1切换为2时的切换阈值TH12根据在运转数n＝1的输出特性中输出电压Vout达到1.80[V]的输出电流Iout来设定。同样地，将运转数n从2切换为3时的切换阈值TH23根据在运转数n＝2的输出特性中输出电压Vout达到1.80[V]的输出电流Iout来设定。此外，将运转数n从3切换为4时的切换阈值TH34根据在运转数n＝3的输出特性中输出电压Vout达到1.80[V]的输出电流Iout来设定。

在运转数n为“1”时，若负载电流值Iz大于切换阈值TH12，则运转控制信号生成部23将运转数n切换为“2”。同样地，在运转数n为“2”时，若负载电流值Iz大于切换阈值TH23，则运转控制信号生成部23将运转数n切换为“3”。此外，同样地，在运转数n为“3”时，若负载电流值Iz大于切换阈值TH23，则运转控制信号生成部23将运转数n切换为“4”。另外，例如，如果负载电流急剧地变动，在运转数n为“1”时负载电流值Iz变得大于切换阈值TH23，则运转控制信号生成部23还能够将运转数n从“1”切换为“3”。

另外，不断减少运转数n时的切换阈值、以及运转数n的切换的原理，能够通过使用与上述的不断增多运转数n时的原理相同的原理来实现。

若决定了运转数n，则运转控制信号生成部23根据运转数n来设定运转的功率变换部。此时，例如，运转控制信号生成部23从存储部24读出运转状态并进行参照而设定运转的功率变换部。

作为具体的一个例子，设在如下情况下运转数n被变更为了“2”，即，功率变换部31这一台处于运转中，其它功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34这三台处于停止中(非运转中)。运转控制信号生成部23从运转状态读出功率变换部31处于运转状态，并设定为使不处于运转状态的功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34中的任一台运转。即，不使当前运转中的功率变换部31停止，使其继续运转，并开始不处于运转状态的功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34中的任一台的运转。

运转控制信号生成部23生成包含上述的振荡信号的控制信号，并在切换运转数n之后向运转的功率变换部各自输出控制信号。此时，运转控制信号生成部23根据运转数n来决定各振荡信号的相位差。

像这样，通过使用本实施方式的结构，从而开关电源装置10能够在测量负载电流值Iz(输出电流Iout)的同时根据负载电流值Iz适当地变更运转数n。由此，开关电源装置10能够自动地进行控制，使得能够维持稳定的输出电压Vout并且输出所希望的输出电流Iout。

此时，通过由数字电子电路构成的MPU20来实现运转数n的决定、切换的控制。因此，与使用了模拟电子电路的情况相比，可简化执行运转数n的决定、切换的控制的电路的结构。特别是，功率变换部的个数越多，简化的效果越高。

另外，在上述的说明中，示出了将MPU20分为多个功能块而进行处理的方式。然而，通过使用进行数字处理的运算装置进行图6所示的处理，从而能够进行与MPU20同样的处理。

图6是示出运转数的切换处理的流程图。另外，各处理的具体的内容已在前面进行了叙述，省略详细的说明。此外，图6是使运转数增多的处理的流程图。

如图6所示，运算装置获取运转数信号Sop(S11)。运算装置读出所保持的运转数n(S12)。

运算装置使用运转数信号Sop和运转数n来计算负载电流值Iz(S13)。如果负载电流值Iz大于切换阈值TH(S14：是)，则运算装置进行切换，使得运转数n增多(S15)。运算装置根据切换后的运转数n来变更控制信号(S16)。

如果负载电流值Iz为切换阈值TH以下(S14：否)，则运算装置继续原来的运转数n，控制信号也按其原样地继续输出。

另外，关于减少运转数n的处理，例如，如果负载电流值Iz小于切换阈值TH，则能够通过进行切换以使得减少运转数n等的处理来实现。

(第2实施方式)

参照图对本发明的第2实施方式涉及的开关电源装置进行说明。图7是第2实施方式开关电源装置10A的电路框图。

如图7所示，第2实施方式涉及的开关电源装置10A相对于第1实施方式涉及的开关电源装置10，在MPU20A以及反馈信号生成部50A的结构上有所不同。开关电源装置10A的其它结构与开关电源装置10相同，省略相同的部位的说明。

开关电源装置10A具备MPU20A、功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34。功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34分别具备反馈信号生成部50A。

图8是第2实施方式涉及的反馈信号生成部的电路图。如图8所示，反馈信号生成部50A相对于第1实施方式涉及的反馈信号生成部50的不同点在于，追加了端子505。反馈信号生成部50A的其它结构与反馈信号生成部50相同，省略相同的部位的说明。

端子505与放大器U51的输出端子连接。由此，从端子505输出单独电流信号CSO。具体地，功率变换部31的反馈信号生成部50A的端子505输出与功率变换部31的动作状态相应的单独电流信号CSO1。功率变换部32的反馈信号生成部50A的端子505输出与功率变换部32的动作状态相应的单独电流信号CSO2。功率变换部33的反馈信号生成部50A的端子505输出与功率变换部33的动作状态相应的单独电流信号CSO3。功率变换部34的反馈信号生成部50A的端子505输出与功率变换部34的动作状态相应的单独电流信号CSO4。

功率变换部31将单独电流信号CSO1输出到MPU20A。功率变换部32将单独电流信号CSO2输出到MPU20A。功率变换部33将单独电流信号CSO3输出到MPU20A。功率变换部34将单独电流信号CSO4输出到MPU20A。

图9是第2实施方式涉及的MPU20A的功能框图。如图9所示，MPU20A相对于第1实施方式涉及的MPU20，具备ADC261、ADC262、ADC263、ADC264、比较器271、比较器272、比较器273、比较器274、以及电流平衡判定部28。

ADC261、ADC262、ADC263、以及ADC264是模拟-数字变换电路。ADC261将模拟信号的单独电流信号CSO1变换为数字信号。ADC262将模拟信号的单独电流信号CSO2变换为数字信号。ADC263将模拟信号的单独电流信号CSO3变换为数字信号。ADC264将模拟信号的单独电流信号CSO4变换为数字信号。

比较器271对单独电流信号CSO1和运转数信号Sop进行比较，并输出比较结果。比较器272对单独电流信号CSO2和运转数信号Sop进行比较，并输出比较结果。比较器273对单独电流信号CSO3和运转数信号Sop进行比较，并输出比较结果。比较器274对单独电流信号CSO4和运转数信号Sop进行比较，并输出比较结果。

如上所述，运转数信号Sop是取单独电流信号的最大值的信号。因此，通过该处理，比较器271、比较器272、比较器273、以及比较器274可得到功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34之间的单独电流信号的偏差。

电流平衡判定部28根据比较器271、比较器272、比较器273、以及比较器274的比较结果，对功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34之间的单独电流信号的平衡进行判定。此时，电流平衡判定部28从存储部24读出运转状态，仅使用针对运转中的功率变换部的比较结果来判定平衡。

例如，如果比较器271的比较结果与其它比较器272、比较器273、以及比较器274的比较结果大不相同，则电流平衡判定部28判定为功率变换部31、功率变换部32、功率变换部33、以及功率变换部34之间的单独电流信号失去了平衡。而且，电流平衡判定部28例如判定为功率变换部31的动作有可能异常。电流平衡判定部28根据该判定结果例如生成警报信号并输出。

通过该结构，开关电源装置10A可得到与开关电源装置10同样的作用效果，并且能够判定运转中的多个功率变换部的动作状态。

进而，在该结构中，开关电源装置10A通过数字电子电路来构成对单独电流信号的平衡进行判定的电路。因此，包含对多个功率变换部31-34的输出平衡进行判定的功能在内，开关电源装置10A能够通过简单的电路结构来实现。

(第3实施方式)

参照图对本发明的第3实施方式涉及的开关电源装置进行说明。图10是第3实施方式开关电源装置10B的电路框图。

如图10所示，第3实施方式涉及的开关电源装置10B相对于第1实施方式涉及的开关电源装置10的不同点在于，具备分压电路60。开关电源装置10B的其它结构与开关电源装置10相同，省略相同的部位的说明。

分压电路60连接在公共节点540与MPU20之间。分压电路60具备电阻R61和电阻R62。电阻R61和电阻R62被串联连接，该串联电路连接在公共节点540与接地基准电位之间。电阻R61和电阻R62的连接点(分压点)与MPU20连接。

分压电路60对运转数信号Sop进行分压，将进行了分压的运转数信号Sop输出到MPU20。

通过这样的结构，能够降低输入到MPU20时的运转数信号Sop的电压。因此，能够防止运转数信号Sop的电压超过MPU20的电源电压。由此，能够可靠地实现上述的MPU20的动作。此外，能够将MPU20低电压化。

(第4实施方式)

参照图对本发明的第4实施方式涉及的开关电源装置进行说明。图11是第4实施方式开关电源装置的反馈信号生成部50R的电路框图。

如图11所示，第4实施方式涉及的开关电源装置的反馈信号生成部50R相对于第1实施方式涉及的开关电源装置10的反馈信号生成部50的不同点在于，使用了共有信号生成部53R。反馈信号生成部50R的其它结构与反馈信号生成部50相同，省略相同的部位的说明。

共有信号生成部53R具备电阻R60。电阻R60连接在放大器U52的输出端子与反相输入端子之间。通过该结构，可实现具备放大器U52和电阻R60的平均值计算电路。

共有信号生成部53R将该平均值信号作为运转数信号Sop而进行输出。像这样，即使对运转数信号Sop使用平均值信号，也能够实现与上述的最大值信号同样的处理。

(第5实施方式)

参照图对本发明的第5实施方式涉及的开关电源装置进行说明。图12是第5实施方式开关电源装置的电感器电流的检测电路的电路图。

第5实施方式涉及的开关电源装置相对于第1实施方式涉及的开关电源装置10，在电感器电流的检测电路的结构上有所不同。第5实施方式涉及的开关电源装置的其它结构与开关电源装置10相同，省略相同的部位的说明。

如图12所示，电阻RL1和电阻RL2的串联电路与电感器L并联连接。在电阻RL2并联连接有电容器CL。

即使是这样的结构，也能够通过检测电容器CL的两端电压，从而无损耗地检测电感器电流iL。

另外，上述的各实施方式的结构示出了仅参照运转数信号Sop来进行运转数的切换等的方式。然而，也能够从开关电源装置所连接并供给电力的负载的装置接收指令信号，并将该指令信号也进行参照而进行运转数的切换等。

此外，上述的各实施方式的结构能够适当地进行组合，能够得到与各个组合相应的作用效果。

附图标记说明

10、10A、10B：开关电源装置；

20、20A：MPU；

21、261、262、263、264：ADC；

22：负载电流计算部；

23：运转控制信号生成部；

24：存储部；

28：电流平衡判定部；

31、32、33、34：功率变换部；

40：驱动部；

50、50A、50R：反馈信号生成部；

52：单独电流信号生成部；

53、53R：共有信号生成部；

54：单独电流反馈信号生成部；

60：分压电路；

271、272、273、274：比较器；

400：PWM控制IC；

500：单独电压反馈信号生成部；

501、502、503、504、505：端子；

540：公共节点；

Cil、Ci2、Ci3、Ci4：输入电容器；

CL：电容器；

Co1：输出电容器；

D52：二极管；

L：电感器；

Pin：输入端子；

Pout：公共输出端子；

Q1、Q2：开关元件；

R11、R12、R51、R52、R53、R54、R55、R56、R57、R58、R60、R61、R62、RL、RL1、RL2：电阻；

Rs：等效串联电阻；

U51、U52、U53：放大器；

VDD：驱动电源；

Vin：输入电压；

Vout：输出电压。