阅读说明：本技术 一种应用于热电能量获取的多模式boost转换器 (Multi-mode BOOST converter applied to thermoelectric energy acquisition ) 是由 刘帘曦 邢奕赫 黄超进 田宇渊 朱樟明 于 2019-09-29 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种应用于热电能量获取的多模式BOOST转换器,包括：热电发电机TEG(1)；BOOST功率级子电路(2),电连接所述热电发电机TEG(1)；检测子电路(3),电连接所述BOOST功率级子电路(2)；采样及模式选择子电路(4),电连接所述BOOST功率级子电路(2)；最大功率点追踪子电路(5),电连接所述BOOST功率级子电路(2)；逻辑与栅极驱动子电路(6),电连接所述采样及模式选择子电路(4)、所述检测子电路(3)、所述最大功率点追踪子电路(5)以及所述BOOST功率级子电路(2)。本发明提供的多模式BOOST转换器,采用非连续导通模式、临界导通模式、连续导通模式三种工作模式混合的方式,根据不同的输入电压选择适合的工作模式,最大程度的减小了电路损耗,提升了转换效率。(The invention discloses a multi-mode BOOST converter applied to thermoelectric energy acquisition, which comprises: a thermoelectric generator TEG (1); a BOOST power stage sub-circuit (2) electrically connected to the thermoelectric generator TEG (1); a detection sub-circuit (3) electrically connected to the BOOST power stage sub-circuit (2); a sampling and mode selection sub-circuit (4) electrically connected to the BOOST power stage sub-circuit (2); a maximum power point tracking sub-circuit (5) electrically connected to the BOOST power stage sub-circuit (2); a logic and gate drive sub-circuit (6) electrically connecting the sampling and mode selection sub-circuit (4), the detection sub-circuit (3), the maximum power point tracking sub-circuit (5) and the BOOST power stage sub-circuit (2). The multi-mode BOOST converter provided by the invention adopts a mode of mixing three working modes of a discontinuous conduction mode, a critical conduction mode and a continuous conduction mode, and selects a proper working mode according to different input voltages, thereby reducing the circuit loss to the greatest extent and improving the conversion efficiency.)

一种应用于热电能量获取的多模式BOOST转换器

技术领域

本发明属于微电子技术领域，具体涉及一种应用于热电能量获取的多模式BOOST转换器。

背景技术

在超低功率无线传感器网络(WBAN)、便携式设备等领域中，环境能量获取电路应用愈加广泛，他们可以提供电源电压为后级负载电路供电。环境获取能量有多种，例如射频能量，压电能量，光伏能量和热能等，其中热能密度相对稳定且较大，非常适合可穿戴应用。热电发电机(TEG)通常用于在热能收集中将热能转换成电压。当环境温差较低时，热电发电机(TEG)获取的开路电压可能低至几十毫伏。因此，对于热电能量获取，关键技术是TEG接口电路即升压(BOOST)转换器的设计，他需要将低至几十毫伏的电压升至1V以上。

目前，现有的BOOST转换器主要有三种既定的工作方式，分别是非连续导通模式、临界导通模式以及连续导通模式。

然而，现有BOOST转换器在工作时都是只能以既定的一种工作模式进行电压转换，在输入电压范围较大时无法适时的调整工作模式，使得转换效率很低，且电路损耗较大。

发明内容

为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种应用于热电能量获取的多模式BOOST转换器。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：

一种应用于热电能量获取的多模式BOOST转换器，包括：

热电发电机TEG，用于将热能转换为第一电信号；

BOOST功率级子电路，电连接所述热电发电机TEG，用于对所述第一电信号进行处理得到第二电信号；

检测子电路，电连接所述BOOST功率级子电路，用于检测所述第二电信号得到第三电信号；

采样及模式选择子电路，电连接所述BOOST功率级子电路，用于根据开路电压生成第四电信号；

最大功率点追踪子电路，电连接所述BOOST功率级子电路，用于根据所述开路电压和实时电压生成第五电信号；

逻辑与栅极驱动子电路，电连接所述采样及模式选择子电路、所述检测子电路、所述最大功率点追踪子电路以及所述BOOST功率级子电路，用于根据所述第四电信号选择不同模式，以及根据所述第三电信号和第五电信号生成第一逻辑信号，以控制所述BOOST功率级子电路对所述第一电信号的处理。

在本发明的一个实施例中，所述BOOST功率级子电路包括：输入电容C_IN、电感L、第一NMOS管M_N1、第一PMOS管M_P1、负载电容C_L、第一二极管D₁、第二二极管D₂；其中，

所述第一二极管D₁及所述第二二极管D₂依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述负载电容C_L串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第一PMOS管M_P1、所述电感L及所述热电发电机TEG1依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述输入电容C_IN串接于所述电感L与所述热电发电机TEG串接形成的节点V_IN与接地端GND之间；

所述第一NMOS管M_N1串接于所述第一PMOS管M_P1与所述电感L串接形成的节点SW端与接地端GND之间；

所述第一PMOS管M_P1栅极电连接于所述逻辑与栅极驱动子电路输出端；

所述第一NMOS管M_N1栅极电连接于所述逻辑与栅极驱动子电路6。

在本发明的一个实施例中，所述检测子电路4包括：第一开关S1、第二开关S2、第一电阻R1、第一比较器COMP1；其中，

所述第一开关S1串接于所述BOOST功率级子电路的节点SW端与所述第一比较器COMP1正向输入端之间；

所述第二开关S2及所述第一电阻R1依次串接于所述BOOST功率级子电路SW端与所述第一比较器COMP1正向输入端之间；

所述第一比较器COMP1反向输入端电连接电源端VDD，输出端电连接所述逻辑与栅极驱动子电路的输入端。

在本发明的一个实施例中，所述最大功率点追踪子电路包括：非连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_DCM} Control、分压电路、第二比较器COMP₂、5比特计数器5BIT、非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM} Control、临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control；其中，所述分压电路及所述第二比较器COMP₂依次串接于所述电感L与所述热电发电机TEG1串接形成的节点V_IN与所述5比特计数器5BIT之间；

所述5比特计数器5BIT分别电连接所述非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM}Control与所述临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control；

所述非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM} Control和所述临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control的输出端分别电连接所述逻辑与栅极驱动子电路的输入端；

所述非连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_DCM} Control串接于所述热电发电机开路电压V_S与所述逻辑与栅极驱动子电路输入端之间。

在本发明的一个实施例中，所述非连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_DCM}Control包括：运算放大器OA、第三NMOS管M_N3、第四NMOS管M_N4、第五NMOS管M_N5、第二PMOS管M_P2、第三PMOS管M_P3、第四PMOS管M_P4、第五PMOS管M_P5、第二电阻R₂、第一电容C₁、第三比较器COMP₃；其中，

所述运算放大器OA的正向输入端电连接所述热电发电机TEG1的开路电压V_S，反向输入端电连接所述第三NMOS管M_N3与所述第二电阻R₂串接形成的节点，输出端电连接所述第三NMOS管M_N3的栅极；

所述第四PMOS管M_P4、所述第二PMOS管M_P2、所述第三NMOS管M_N3及所述第二电阻R₂依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第五PMOS管M_P5、所述第三PMOS管M_P3及所述第四NMOS管M_N4与所述第五NMOS管M_N5的并接依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第一电容C₁串接于所述第三PMOS管M_P3与所述第五NMOS管M_P5串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第三PMOS管M_P3与所述第一电容C₁串接形成的节点Node_c1电连接所述第三比较器COMP₃的反相输入端；

所述第三比较器COMP₃的正向输入端电连接参考电压端V_REF，输出端电连接所述逻辑与栅极驱动子电路输入端；

所述第二PMOS管M_P2的栅极电连接所述第三NMOS管M_N3的漏极；

所述第四PMOS管M_P4的栅极电连接所述第二PMOS管M_P2的源极；

所述第二PMOS管M_P2的栅极电连接所述第三PMOS管M_P3的栅极；

所述第四PMOS管M_P4的栅极电连接所述第五PMOS管M_P5的栅极；

所述第四NMOS管M_N4的栅极电连接使能端VEN；

所述第五NMOS管M_N5的栅极电连接所述逻辑与栅极驱动子电路的输出端。

在本发明的一个实施例中，所述分压电路51包括：第三开关S₃、第四开关S₄、第五开关S₅、第二电容C₂、第三电容C₃；其中，

所述第三开关S₃串接于所述第二比较器COMP₂正向输入端与反向输入端之间；

所述第二电容C₂串接于所述第二比较器COMP₂反相输入端与接地端GND之间；

所述第四开关S₄与所述第三电容C₃依次串接于所述第二比较器COMP₂反相输入端与接地端GND之间；

所述第五开关S₅串接于所述第四开关S₄与所述第三电容C₃串接形成的节点与接地端GND之间。

在本发明的一个实施例中，所述非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM}Control包括：第六NMOS管M_N6、第七NMOS管M_N7、第八NMOS管M_N8、第九NMOS管M_N9、第十NMOS管M_N10、第十一NMOS管M_N11、第六PMOS管M_P6、第七PMOS管M_P7、第八PMOS管M_P8、第九PMOS管M_P9、第十PMOS管M_P10、第六开关组S_6i、第七开关组S_7i、第八开关组S_8i、第九开关组S_9i、第十开关组S_10i、第四电容组C_4i、第五电容组C_5i、第六电容组C_6i、第七电容组C_7i、第八电容组C_8i、第九电容组C_9i，i＝1,2,3；其中，

所述第六NMOS管M_N6串接于偏置电流I_bias与接地端GND之间；

所述第六PMOS管M_P6及所述第七NMOS管M_N7依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第七PMOS管M_P7及所述第八NMOS管M_N8依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第八PMOS管M_P8及所述第九NMOS管M_N9依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第九PMOS管M_P9及所述第十NMOS管M_N10依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第十PMOS管M_P10及所述第十一NMOS管M_N11依次串接于电源端VDD与接地端GND之间，其公共端作为输出端V_TSW连接所述逻辑与栅极驱动子电路6；

所述第七NMOS管M_N7的栅极电连接所述第六NMOS管M_N6的栅极与漏极；

所述第七PMOS管M_P7、所述第八PMOS管M_P8、第所述九PMOS管M_P9、所述第十PMOS管M_P10的栅极分别电连接所述第六PMOS管M_P6的栅极与漏极；

所述第九NMOS管M_N9的栅极电连接所述第八NMOS管M_N8漏极形成节点V_C1；

所述第十NMOS管M_N10的栅极电连接所述第九NMOS管M_N9漏极形成节点V_C2；

所述第八NMOS管M_N8的栅极电连接所述第十一NMOS管M_N11的栅极电连接所述第十NMOS管M_N10漏极形成节点V_C3；

所述第四电容组C_4i串接于节点V_Cii＝1,2,3与接地端GND之间；

所述第六开关组S_6i及所述第五电容组C_5i依次串接于节点V_Ci(i＝1,2,3)与接地端GND之间；

所述第七开关组S_7i及所述第六电容组C_6i依次串接于节点V_Ci(i＝1,2,3)与接地端GND之间；

所述第八开关组S_8i及所述第七电容组C_7i依次串接于节点V_Ci(i＝1,2,3)与接地端GND之间；

所述第九开关组S_9i及所述第八电容组C_8i依次串接于节点V_Ci(i＝1,2,3)与接地端GND之间；

所述第十开关组S_10i及所述第九电容组C_9i依次串接于节点V_Ci(i＝1,2,3)与接地端GND之间。

在本发明的一个实施例中，所述临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control包括：偏置电流源I_bias、反相器INV、第十二NMOS管M_N12、第十三NMOS管M_N13、第十一开关S₁₁、第十二开关S₁₂、第十三开关S₁₃、第十四开关S₁₄、第十五开关S₁₅、第十电容C₁₀、第十一电容C₁₁、第十二电容C₁₂、第十三电容C₁₃、第十四电容C₁₄、第十五电容C₁₅、第四比较器COMP₄；其中，

所述偏置电流源I_bias及第所述十二NMOS管M_N12与所述第十三NMOS管M_N13的并接依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第十电容C₁₀串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第十一开关S₁₁及所述第十一电容C₁₁依次串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第十二开关S₁₂及所述第十二电容C₁₂依次串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第十三开关S₁₃及所述第十三电容C₁₃依次串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第十四开关S₁₄及所述第十四电容C₁₄依次串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第十五开关S₁₅及所述第十五电容C₁₅依次串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第四比较器COMP₄正向输入端电连接参考电压端V_REF，反相输入端电连接所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点，输出端电连接所述逻辑与栅极驱动子电路的输入端；

所述反相器INV串接于使能端VEN与所述第十二NMOS管M_N12栅极之间；

所述第十三NMOS管M_N13栅极电连接所述逻辑与栅极驱动子电路5的输出端。

在本发明的一个实施例中，所述采样及模式选择子电路包括：第五比较器COMP₅和第六比较器COMP₆；其中，

所述第五比较器COMP₅反相输入端分别电连接所述第六比较器COMP₆正向输入端与所述电感L与所述热电发电机TEG串接形成的节点V_IN；

所述第五比较器COMP₅正向输入端电连接第一参考电压端V_REF1；

所述第六比较器COMP₆反向输入端电连接第二参考电压端V_REF2；

所述第五比较器COMP₅与所述第六比较器COMP₆输出端分别电连接所述逻辑与栅极驱动子电路的输入端。

本发明的有益效果：

1、本发明提供的一种应用于热电能量获取的多模式BOOST转换器，采用非连续导通模式、临界导通模式、连续导通模式三种工作模式混合的方式，在超低输入10mV到40mV时采用开关损耗最小的非连续导通模式，输入在40mV到100mV时采用临界导通模式进行过渡，100mV到500mV时采用传导损耗最小的连续导通模式，从而最大程度减小电路损耗提升转换效率；

2、本发明提供的多模式BOOST转换器采用设计的高精度失调校准比较器替代传统的过零比较器，提高了电路的鲁棒性；

3、本发明提供的多模式BOOST转换器，在不同工作模式下可进行失调校准比较器的复用，降低了电路规模和复杂度；

4、本发明提供的多模式BOOST转换器，在所有工作模式下最大功率点追踪效率均可达到95％，连续导通模式下达到峰值效率为92.7％(V_S＝280mV)，非连续导通模式输入10mV时效率可达到32.8％。

以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种应用于热电能量获取的多模式BOOST转换器结构示意图；

图2是本发明实施例提供的应用于热电能量获取的多模式BOOST转换器的另一种结构示意图；

图3是本发明实施例提供的检测子电路的结构示意图；

图4是本发明实施例提供的最大功率点追踪子电路的结构示意图；

图5是本发明实施例提供的非连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_DCM} Control的结构示意图；

图6是本发明实施例提供的非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM} Control的结构示意图；

图7是本发明实施例提供的临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control的结构示意图；

图8是本发明实施例提供的连续导通模式仿真波形图；

图9是本发明实施例提供的非连续导通模式仿真波形图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例一

请参见图1，图1是本发明实施例提供的一种应用于热电能量获取的多模式BOOST转换器结构示意图，包括：

热电发电机TEG1，用于将热能转换为第一电信号；

BOOST功率级子电路2，电连接所述热电发电机TEG1，用于对所述第一电信号进行处理得到第二电信号；

检测子电路3，电连接所述BOOST功率级子电路2，用于检测所述第二电信号得到第三电信号；

采样及模式选择子电路4，电连接所述BOOST功率级子电路2，用于根据开路电压生成第四电信号；

最大功率点追踪子电路5，电连接所述BOOST功率级子电路2，用于根据所述开路电压和实时电压生成第五电信号；

逻辑与栅极驱动子电路6，电连接所述采样及模式选择子电路4、所述检测子电路3、所述最大功率点追踪子电路5以及所述BOOST功率级子电路2，用于根据所述第四电信号选择不同模式，以及根据所述第三电信号和第五电信号生成第一逻辑信号，以控制所述BOOST功率级子电路2对所述第一电信号的处理过程。

请参见图2，图2是本发明实施例提供的应用于热电能量获取的多模式BOOST转换器的另一种结构示意图；

在本实施例中，热电发电机TEG包括电压源Vs和电源电阻Rs，其主要用于实现热能与电能的能量转换。热电发电机TEG将热能转换成电压，即第一电信号输出至BOOST功率级子电路，BOOST功率级子电路对其进行升压处理。

在本实施例中，BOOST功率级子电路包括：采样电容C_IN、电感L、第一NMOS管M_N1、第一PMOS管M_P1、负载电容C_L、第一二极管D₁、第二二极管D₂；其中，

第一二极管D₁及第二二极管D₂依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

负载电容C_L串接于电源端VDD与接地端GND之间；

第一PMOS管M_P1、电感L及热电发电机TEG依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

采样电容C_IN串接于电感L与热电发电机TEG串接形成的节点V_IN与接地端GND之间；

第一NMOS管M_N1串接于第一PMOS管M_P1与电感L串接形成的节点SW与接地端GND之间；

第一PMOS管M_P1栅极电连接于逻辑与栅极驱动子电路输出端；

第一NMOS管M_N1栅极电连接于逻辑与栅极驱动子电路输出端。

在本实施例中，BOOST功率级子电路主要用于实现升压功能。下面介绍一下BOOST转换器的升压原理：BOOST转换器的工作过程可分为充电过程和放电过程两部分。在充电过程下，第一NMOS管M_N1导通，第一PMOS管M_P1关断，电流流过电感L与第一NMOS管M_N1，随着充电过程的不断进行，电感L上的电流线性增加并储存能量，其中，电感电流即本实施例所述的第二电信号；在放电过程下，第一NMOS管M_N1关断，第一PMOS管M_P1导通，电感L上的电流不会突变为零，而是流过第一PMOS管M_P1并给负载电容C_L充电，从而达到升压的作用。

请参见图3，图3是本发明实施例提供的检测子电路的结构示意图；在本实施例中，检测子电路也即电感电流谷值检测子电路，包括：第一开关S₁、第二开关S₂、第一电阻R₁、第一比较器COMP₁；其中，

第一开关S₁串接于BOOST功率级子电路SW端与第一比较器COMP₁正向输入端之间；

第二开关S₂及第一电阻R₁依次串接于BOOST功率级子电路SW端与第一比较器COMP₁正向输入端之间；

第一比较器COMP₁反向输入端电连接电源端VDD，输出端电连接逻辑与栅极驱动子电路输入端。

在本实施例中，检测子电路主要用于对BOOST功率级子电路中SW节点的电流谷值，也即第二电信号进行检测，并将其与电源端VDD电势作比较，将比较结果即第三信号输出至逻辑与栅极驱动子电路，逻辑与栅极驱动子电路的输出即第一逻辑信号控制第一PMOS管M_P1的导通时间，当节点SW与电源端VDD电势差为零，即流过电感L的电流为零时，关断第一PMOS管M_P1，从而提高效率。

在本实施例中，第一比较器COMP₁为高精度的失调校准比较器，相对于代传统的过零比较器，高精度的失调校准比较器的使用提高了电路的鲁棒性。此外，在非连续导通模式、临界导通模式、连续导通模式三种工作模式下，第一比较器COMP₁的复用降低了电路的规模和复杂度。

在本实施例中，采样及模式选择子电路包括：第五比较器COMP₅、第六比较器COMP₆；其中，

第五比较器COMP₅反相输入端分别电连接第六比较器COMP₆正向输入端与电感L与热电发电机TEG串接形成的节点V_IN；

第五比较器COMP₅正向输入端电连接第一参考电压端V_REF1；

第六比较器COMP₆反向输入端电连接第二参考电压端V_REF2；

第五比较器COMP₅与第六比较器COMP₆输出端分别电连接逻辑与栅极驱动子电路输入端。

在本实施例中，第一参考电压选取40mV，第二参考电压选取100mV，该采样及模式选择子电路采集热电发电机TEG开路电压V_S，并与第五比较器COMP₅正向输入端40mV参考电压V_REF1以及第六比较器COMP₆反向输入端100mV参考电压V_REF2进行比较，进而将比较结果即第四电信号输出至逻辑与栅极驱动子电路，逻辑与栅极驱动子电路控制相应电路的开启完成对非连续导通模式、临界导通模式以及连续导通模式这三种工作模式的选择。当超低输入为10mV到40mV时，采用开关损耗最小的非连续导通模式，输入在40mV到100mV时采用临界导通模式进行过渡，100mV到500mV时采用传导损耗最小的连续导通模式，三种工作模式混合的方式最大程度的减小了电路损耗，提升了转换效率。

请参见图4，图4是本发明实施例提供的最大功率点追踪子电路的结构示意图；在本实施例中，所述最大功率点追踪子电路5包括：非连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_DCM}Control、分压电路51、第二比较器COMP₂、5比特计数器5BIT、非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM} Control、临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control；其中，所述分压电路51及所述第二比较器COMP₂依次串接于所述电感L与所述热电发电机TEG串接形成的节点V_IN与所述5比特计数器5BIT之间；

所述5比特计数器5BIT分别电连接所述非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM}Control与所述临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control；

所述非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM} Control和所述临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control的输出端分别电连接所述逻辑与栅极驱动子电路6输入端；

所述非连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_DCM} Control串接于所述热电发电机开路电压V_S和所述逻辑与栅极驱动子电路输入端之间。

在本实施例中，最大功率点追踪子电路主要功能是对热电发电机TEG开路电压进行分压，并与实时输出电压进行比较，进而对输出电压进行调整，使得热电能量获取装置一直以最大功率输出。

请参见图5，图5是本发明实施例提供的非连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_DCM}Control的结构示意图；在本实施例中，所述非连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_DCM}Control包括：运算放大器OA、第三NMOS管M_N3、第四NMOS管M_N4、第五NMOS管M_N5、第二PMOS管M_P2、第三PMOS管M_P3、第四PMOS管M_P4、第五PMOS管M_P5、第二电阻R₂、第一电容C₁、第三比较器COMP₃；其中，

所述运算放大器OA的正向输入端电连接所述热电发电机TEG1的开路电压V_S，反向输入端电连接所述第三NMOS管M_N3与所述第二电阻R₂串接形成的节点，输出端电连接所述第三NMOS管M_N3的栅极；

所述第四PMOS管M_P4、所述第二PMOS管M_P2、所述第三NMOS管M_N3及所述第二电阻R₂依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第五PMOS管M_P5、所述第三PMOS管M_P3及所述第四NMOS管M_N4与所述第五NMOS管M_N5的并接依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第一电容C₁串接于所述第三PMOS管M_P3与所述第五NMOS管M_P5串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第三PMOS管M_P3与所述第一电容C₁串接形成的节点Node_c1电连接所述第三比较器COMP₃的反相输入端；

所述第三比较器COMP₃的正向输入端电连接参考电压端V_REF，输出端电连接所述逻辑与栅极驱动子电路输入端；

所述第二PMOS管M_P2的栅极电连接所述第三NMOS管M_N3的漏极；

所述第四PMOS管M_P4的栅极电连接所述第二PMOS管M_P2的源极；

所述第二PMOS管M_P2的栅极电连接所述第三PMOS管M_P3的栅极；

所述第四PMOS管M_P4的栅极电连接所述第五PMOS管M_P5的栅极；

所述第四NMOS管M_N4的栅极电连接使能端VEN；

所述第五NMOS管M_N5的栅极电连接所述逻辑与栅极驱动子电路的输出端。

在本实施例中，非连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_DCM} Control主要用于控制非连续导通模式下第一NMOS管M_N1的导通时间。下面详细介绍一下非连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_DCM} Control的控制原理：非连续导通模式下，导通时间T_{ON_DCM}采用恒定峰值电流控制模式，即峰值电流I_peak恒定，此时，导通时间T_{ON_DCM}仅与热电发电机TEG开路电压V_S成反比。假设周期开始时，第三比较器COMP₃输出为高电平，第四NMOS管M_N4与第五NMOS管M_N5均处在关断状态，开路电压V_S增大，则给第一电容C₁充电的偏置电流I_bias增大，则节点Node_c1被充至参考电压V_REF的时间变短，从而使得第三比较器COMP₃输出高电平时间缩短，从而控制导通时间T_{ON_DCM}，下一个周期开始时，逻辑与栅极驱动子电路输出高电平使得第五NMOS管M_N5导通，进而使得第三比较器COMP₃输出恢复为高电平。

请参见图2，在本实施例中，所述分压电路51包括：第三开关S₃、第四开关S₄、第五开关S₅、第二电容C₂、第三电容C₃；其中，

所述第三开关S₃串接于所述第二比较器COMP₂正向输入端与反向输入端之间；

所述第二电容C₂串接于所述第二比较器COMP₂反相输入端与接地端GND之间；

所述第四开关S₄与所述第三电容C₃依次串接于所述第二比较器COMP₂反相输入端与接地端GND之间；

所述第五开关S₅串接于所述第四开关S₄与所述第三电容C₃串接形成的节点与接地端GND之间。

在本实施例中，分压电路主要用于将热电发电机TEG的开路电压V_S分成V_S/2。

请参见图6，图6是本发明实施例提供的非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM}Control的结构示意图；在本实施例中，所述非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM}Control包括：第六NMOS管M_N6、第七NMOS管M_N7、第八NMOS管M_N8、第九NMOS管M_N9、第十NMOS管M_N10、第十一NMOS管M_N11、第六PMOS管M_P6、第七PMOS管M_P7、第八PMOS管M_P8、第九PMOS管M_P9、第十PMOS管M_P10、第六开关组S_6i、第七开关组S_7i、第八开关组S_8i、第九开关组S_9i、第十开关组S_10i、第四电容组C_4i、第五电容组C_5i、第六电容组C_6i、第七电容组C_7i、第八电容组C_8i、第九电容组C_9i，i＝1,2,3；其中，

所述第六NMOS管M_N6串接于偏置电流I_bias与接地端GND之间；

所述第六PMOS管M_P6及所述第七NMOS管M_N7依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第七PMOS管M_P7及所述第八NMOS管M_N8依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第八PMOS管M_P8及所述第九NMOS管M_N9依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第九PMOS管M_P9及所述第十NMOS管M_N10依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第十PMOS管M_P10及所述第十一NMOS管M_N11依次串接于电源端VDD与接地端GND之间，其公共端作为输出端V_TSW连接所述逻辑与栅极驱动子电路6；

所述第七NMOS管M_N7的栅极电连接所述第六NMOS管M_N6的栅极与漏极；

所述第七PMOS管M_P7、所述第八PMOS管M_P8、第所述九PMOS管M_P9、所述第十PMOS管M_P10的栅极分别电连接所述第六PMOS管M_P6的栅极与漏极；

所述第九NMOS管M_N9的栅极电连接所述第八NMOS管M_N8漏极形成节点V_C1；

所述第十NMOS管M_N10的栅极电连接所述第九NMOS管M_N9漏极形成节点V_C2；

所述第八NMOS管M_N8的栅极电连接所述第十一NMOS管M_N11的栅极电连接所述第十NMOS管M_N10漏极形成节点V_C3；

所述第四电容组C_4i串接于节点V_Cii＝1,2,3与接地端GND之间；

所述第六开关组S_6i及所述第五电容组C_5i依次串接于节点V_Ci(i＝1,2,3)与接地端GND之间；

所述第七开关组S_7i及所述第六电容组C_6i依次串接于节点V_Ci(i＝1,2,3)与接地端GND之间；

所述第八开关组S_8i及所述第七电容组C_7i依次串接于节点V_Ci(i＝1,2,3)与接地端GND之间；

所述第九开关组S_9i及所述第八电容组C_8i依次串接于节点V_Ci(i＝1,2,3)与接地端GND之间；

所述第十开关组S_10i及所述第九电容组C_9i依次串接于节点V_Ci(i＝1,2,3)与接地端GND之间。

在本实施例中，非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM} Control主要用于控制非连续导通模式周期的长度。下面详细介绍一下非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM}Control的控制原理：分压电路分压热电发电机开路电压V_S并保持V_S/2，通过比较器与实时输出电压进行比较，若输出电压小于V_S/2，则5比特计数器5BIT计数加1，从而控制非连续导通模式周期长度控制电路T_{SW_DCM} Control中可编程电容阵列中的开关打开，进而使得可编程电容阵列并联电容数目增加，V_C1、V_C2、V_C3节点处电容增加，从而使得振荡器输出周期增大，从而实现非连续导通模式周期长度控制电路对周期长度的控制。

请参见图7，图7是本发明实施例提供的临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control的结构示意图；在本实施例中，所述临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control包括：偏置电流源I_bias、反相器INV、第十二NMOS管M_N12、第十三NMOS管M_N13、第十一开关S₁₁、第十二开关S₁₂、第十三开关S₁₃、第十四开关S₁₄、第十五开关S₁₅、第十电容C₁₀、第十一电容C₁₁、第十二电容C₁₂、第十三电容C₁₃、第十四电容C₁₄、第十五电容C₁₅、第四比较器COMP₄；其中，

所述偏置电流源I_bias及第所述十二NMOS管M_N12与所述第十三NMOS管M_N13的并接依次串接于电源端VDD与接地端GND之间；

所述第十电容C₁₀串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第十一开关S₁₁及所述第十一电容C₁₁依次串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第十二开关S₁₂及所述第十二电容C₁₂依次串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第十三开关S₁₃及所述第十三电容C₁₃依次串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第十四开关S₁₄及所述第十四电容C₁₄依次串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第十五开关S₁₅及所述第十五电容C₁₅依次串接于所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点与接地端GND之间；

所述第四比较器COMP₄正向输入端电连接参考电压端V_REF，反相输入端电连接所述偏置电流源I_bias与所述第十二NMOS管M_N12串接形成的节点，输出端电连接所述逻辑与栅极驱动子电路的输入端；

所述反相器INV串接于使能端VEN与所述第十二NMOS管M_N12栅极之间；

所述第十三NMOS管M_N13栅极电连接所述逻辑与栅极驱动子电路5的输出端。

在本实施例中，临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM}Control主要用于控制临界导通模式与连续导通模式下第一NMOS管M_N1的导通时间。下面详细介绍一下临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control的控制原理：假设周期开始时，第四比较器COMP₄输出为高电平，第十二NMOS管M_N12与第十三NMOS管M_N13均处在关断状态。分压电路分压热电发电机开路电压并保持V_S/2，通过比较器与实时输出电压进行比较，若输出电压小于V_S/2，则5比特计数器5BIT计数加1，从而控制临界导通模式与连续导通模式导通时间控制电路T_{ON_CRM&CCM} Control中可编程电容阵列中的开关打开，进而使得可编程电容阵列并联电容数目增加，则节点Node_c2被充至参考电压V_REF的时间变长，从而使得第四比较器COMP₄输出高电平时间增加，从而控制导通时间T_{ON_CRM&CCM}，下一个周期开始时，逻辑与栅极驱动子电路输出高电平使得第十三NMOS管M_N13导通，进而使得第四比较器COMP₄输出恢复为高电平。

在本实施例中，逻辑与栅极驱动子电路通过控制相应电路的开启完成对非连续导通模式、临界导通模式以及连续导通模式这三种工作模式的选择后，最大功率点追踪子电路主要功能是对热电发电机TEG开路电压进行分压，并与实时输出电压进行比较，并将比较结果也即第五电信号输出至逻辑与栅极驱动子电路，逻辑与栅极驱动子电路据此对输出电压进行调整，使得热电能量获取装置一直以最大功率输出。

实施例二

下面通过仿真试验对本发明的有益效果进一步说明。

请参见图8，图8是本发明实施例提供的连续导通模式仿真波形图；其中，仿真曲线自上而下依次表示：第一条曲线VIN为输入电压，第二条曲线VDD为输出电压，第三条曲线L0为流过电感L的电流，第四条曲线为D2为流过第二二极管D₂的负载电流；连续导通模式下最大功率点追踪效率η_{MPPT_CCM}为：

在本实施例中，V_S＝280mV，带入图中数据可得，连续导通模式下最大功率点追踪效率η_{MPPT_CCM}为97.5％。

此外，连续导通模式下的转换效率η_CCM为：

带入图中数据可得，连续导通模式下转换效率η_CCM为92.7％。

请参见图9，图9是本发明实施例提供的非连续导通模式仿真波形图；其中，仿真曲线自上而下依次表示：第一条曲线VIN为输入电压，第二条曲线VDD为输出电压，第三条曲线L0为流过电感L的电流，第四条曲线为D2为流过第二二极管D₂的负载电流；非连续导通模式下最大功率点追踪效率η_{MPPT_DCM}为：

在本实施例中，V_S＝10mV，带入图中数据可得，非连续导通模式下最大功率点追踪效率η_{MPPT_DCM}为97.1％。

此外，非连续导通模式下的转换效率η_DCM为：

带入图中数据可得，非连续导通模式下转换效率η_DCM为32.8％。

由此可知，本发明提供的应用于热能量获取的多模式BOOST转换器在所有工作模式下最大功率点追踪追踪效率均可达到95％以上，连续导通模式下达到峰值效率为92.7％(V_S＝280mV)，非连续导通模式输入10mV时效率可达到32.8％。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。