阅读说明：本技术 串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路及调制方法 (Topological circuit of series photovoltaic high-voltage direct-current grid-connected converter and modulation method ) 是由 王环 黄欣科 王一波 于 2019-10-25 设计创作，主要内容包括：本发明属于光伏高压变换器技术领域,具体涉及了一种串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路及调制方法,旨在解决现有技术拓扑结构复杂、变换环节多、实用性差、升压比低的问题。本发明拓扑电路包括：高频变压器,用于隔离原边电路、副边电路；原边电路包括高频全桥逆变电路、有源钳位电路、C<Sub>1</Sub>、D<Sub>0</Sub>、L<Sub>1</Sub>,调整拓扑电路的升压、降压模式；副边电路包括高频整流电路、C<Sub>3</Sub>、C<Sub>4</Sub>,对高频变压器输出电压进行整流滤波；副边电路还包括开关管Q<Sub>5</Sub>,将副边电路调整为电压倍增电路,实现高频变压器输出电压倍压。本发明无需给输出电容预充电,从零电压进入降压模式逐渐过渡到升压模式,实现软启动,通过宽范围调节拓扑升压比,实现输入输出电压匹配。(The invention belongs to the technical field of photovoltaic high-voltage converters, and particularly relates to a topological circuit of a series photovoltaic high-voltage direct-current grid-connected converter and a modulation method, aiming at solving the problems of complex topological structure, more conversion links, poor practicability and low boost ratio in the prior art. The topology circuit of the present invention includes: the high-frequency transformer is used for isolating the primary side circuit and the secondary side circuit; the primary circuit comprises a high-frequency full-bridge inverter circuit, an active clamping circuit and a capacitor 1 、D 0 、L 1 Adjusting the voltage boosting and reducing modes of the topology circuit; the secondary circuit comprises a high-frequency rectification circuit and a secondary circuit 3 、C 4 Rectifying and filtering the output voltage of the high-frequency transformer; the secondary side circuit also comprises a switching tube Q 5 And the secondary side circuit is adjusted to be a voltage multiplying circuit, so that the voltage multiplication of the output voltage of the high-frequency transformer is realized. The invention gradually transits from zero voltage to step-down mode to step-up mode without pre-charging the output capacitorAnd in the mode, soft start is realized, and input and output voltage matching is realized by adjusting the topology boosting ratio in a wide range.)

串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路及调制方法

技术领域

本发明属于光伏高压变换器技术领域，具体涉及了一种串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路及调制方法。

背景技术

近些年，光伏电站呈现出了大型化、集中化的发展趋势，我国单体光伏电站容量从2008年的10兆瓦发展到了2012年的100兆瓦，2018年格尔木地区光伏电站规模已经达到了2吉瓦。然而这些电站多建在荒漠、高原等偏远地区。这些地区远离负荷中心，处于电网末梢，电力接入送出困难。

光伏直流升压汇集并网技术是一种新型的光伏发电技术。通过光伏高压直流并网变换器将低压直流光伏阵列升压为中、高压直流并入直流电网。采用直流升压并网可解决大型光伏基地交流并网谐波谐振、无功损耗等问题，适用于大型光伏发电基地远距离汇集。

光伏直流升压汇集并网系统中，采用多个串联型光伏直流升压变换器输入接独立光伏阵列，输出串联的连接方式，系统无需额外升压变换器，就可以实现二次升压，成本低、效率高、技术优势明显。在串联系统中，串联型光伏直流变换器除了输入电压宽范围波动以满足光伏阵列外，还需要具有宽输出电压范围，否则会造成某些工况下光伏阵列的最大功率点电压与变换器输出电压不匹配，从而出现弃功率的现象。

为实现变换器宽输出电压范围，一些技术采用在直流隔离变换电路之外，再增加一级升压电路来提高变换器输出电压变化范围的方法[1][2]。然而采用这种方法增加了电路变换环节、拓扑复杂、成本上升、效率下降，并且方案中直流隔离变换环节未采用升压电路，升压比低。

总的来说，现有技术拓扑方案结构复杂、变换环节多、实用性差、升压比低。

以下文献是与本发明相关的技术背景资料：

[1]Christian A.Rojas、Samir Kouro、Marcelo A.Perez、Javier Echeverria，DC–DC MMC for HVdc Grid Interface of Utility-Scale Photovoltaic ConversionSystems，201801.

[2]Yushan Liu、Haitham Abu-Rub、Baoming Ge，Front-End Isolated Quasi-Z-Source DC–DC Converter Modules in Series for High-Power PhotovoltaicSystems—Part I:Configuration,Operation,and Evaluation，201701.

发明内容

为了解决现有技术中的上述问题，即现有技术拓扑方案结构复杂、变换环节多、实用性差、升压比低的问题，本发明提供了一种串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路，该拓扑电路包括高频变压器、原边电路、副边电路；

所述高频变压器，用于隔离所述原边电路、副边电路；

所述原边电路，包括高频全桥逆变电路、有源钳位电路、输入电容C₁、输入二极管D₀、升压电感L₁；所述高频全桥逆变电路直流侧正极、负极分别与所述有源钳位电路正极、负极相连；所述输入电容C₁正极、输入二极管D₀阳极、升压电感L₁正极与所述光伏高压直流并网变换器拓扑电路输入正极相连；所述输入电容C₁负极与所述有源钳位电路负极、光伏高压直流并网变换器拓扑电路输入负极相连；所述输入升压电感L₁负极与所述有源钳位电路正极相连；所述输入二极管D₀阴极与所述有源钳位电路中钳位电容C₂正极相连；

所述副边电路，包括高频整流电路、滤波电容C₃、滤波电容C₄；所述高频整流电路正极与所述滤波电容C₃正极相连，高频整流电路负极与所述滤波电容C₄负极相连；所述滤波电容C₃负极与所述滤波电容C₄正极相连。

在一些优选的实施例中，所述高频全桥逆变电路包括开关管Q₁、开关管Q₂、开关管Q₃、开关管Q₄；

所述开关管Q₁与所述开关管Q₃的正极相连；

所述开关管Q₂与所述开关管Q₄的负极相连；

所述开关管Q₁的负极与所述开关管Q₂的正极相连后连接至所述高频变压器原边一端；

所述开关管Q₃的负极与所述开关管Q₄的正极相连后连接至所述高频变压器原边另一端。

在一些优选的实施例中，所述有源钳位电路包括钳位开关管Q₀、钳位电容C₂；

所述钳位开关管Q₀正极与所述钳位电容C₂正极相连。

在一些优选的实施例中，所述高频整流电路包括二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄；

所述二极管D₁与所述二极管D₃的阴极相连；

所述二极管D₂与所述二极管D₄的阳极相连；

所述二极管D₁的阳极与所述二极管D₂的阴极相连后连接至所述高频变压器副边一端；

所述二极管D₃的阳极与所述二极管D₄的阴极相连后连接至所述高频变压器副边另一端。

在一些优选的实施例中，所述拓扑电路还包括整流滤波-电压倍增调整电路；

所述整流滤波-电压倍增调整电路，包括开关管Q₅；所述开关管Q₅正极与所述高频整流电路一个输入端相连，开关管Q₅负极与所述滤波电容C₃负极、滤波电容C₄正极相连。

本发明的另一方面，提出了一种串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路调制方法，基于上述的串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路，该调制方法包括：

步骤S10，定义拓扑电路中高频全桥逆变电路开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、有源钳位电路中钳位开关管Q₀的开关周期为T，并获取开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、钳位开关管Q₀的导通波形；

步骤S20，基于所述开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、钳位开关管Q₀的开关周期T及其导通波形，判断所述开关管Q₁和Q₃的导通时间是否大于T/2周期，若是则跳转步骤S30；否则跳转步骤S40；

步骤S30，开关管Q₁和Q₃的导通时间大于T/2周期，拓扑电路处于升压模式：基于输入的钳位开关管Q₀升压模式控制信息，控制钳位开关管Q₀在开关管Q₁或Q₃关断时导通，在开关管Q₁和Q₃同时开通时关断，通过钳位电容C₂吸收开关管Q₁或Q₃关断时引起的尖峰电压；

步骤S40，开关管Q₁和Q₃的导通时间小于T/2周期，拓扑电路处于降压模式：基于输入的钳位开关管Q₀降压模式控制信息，控制钳位开关管Q₀一直导通。

在一些优选的实施例中，所述开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄，其导通波形为：

开关管Q₂和Q₄在开关周期T内各导通T/2，相位相差180度，开关管Q₁和Q₃导通相位相差180度，开关管Q₁和Q₄相位相同，开关管Q₂和Q₃相位相同。

在一些优选的实施例中，开关管Q₁和Q₃的导通时间大于T/2周期且开关管Q₅导通时，所述拓扑电路的升压比为：

其中，G_BOOST代表升压模式下的升压比，V_OUT代表升压模式拓扑电路输出电压，V_IN代表升压模式拓扑电路输入电压，n代表高频变压器副边与原边的电压比值，D代表开关管Q₁、Q₃的占空比。

在一些优选的实施例中，开关管Q₁和Q₃的导通时间小于T/2周期且开关管Q₅关断时，所述拓扑电路的升压比为：

其中，G_BUCK代表降压模式下的升压比，V_OUT代表降压模式拓扑电路输出电压，V_IN代表降压模式拓扑电路输入电压，n代表高频变压器副边与原边的电压比值，D代表开关管Q₁、Q₃的占空比。

在一些优选的实施例中，所述调制方法还设置有整流滤波-电压倍增调整步骤，其方法为：

获取所述开关管Q₅的控制信息并执行：

所述开关管Q₅的控制信息为开关管Q₅关断时，对所述高频变压器的输出电压进行整流滤波；

所述开关管Q₅的控制信息为开关管Q₅导通时，对所述高频变压器的输出电压进行电压加倍。

本发明的有益效果：

(1)本发明串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路，解决了现有技术输入侧有升压电感的升压型电路无法直接起动，需要给输出电容预充电，否则易出现过流现象的问题，本发明无需给输出电容预充电，启动时可以从零电压启动，进入降压运行模式，随着输出电容电压的提高，逐渐过渡到升压输出模式，实现软启动。

(2)本发明串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路，可通过调节相应开关管的占空比实现输出电压宽范围变化，既可以实现升压，也可以实现降压，在实现输入光伏阵列电压宽范围变化和串联输出电压宽范围变化的同时，本发明可以通过宽范围调节拓扑升压比，实现输入输出电压的匹配。

附图说明

通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本申请的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1是本发明串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路的结构示意图；

图2是本发明串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路一种实施例的升压模式下开关管调制波形；

图3是本发明串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路一种实施例的降压模式下开关管调制波形。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本申请作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关发明相关的部分。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。

本发明的一种串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路，该拓扑电路包括高频变压器、原边电路、副边电路；

所述高频变压器，用于隔离所述原边电路、副边电路；

所述原边电路，包括高频全桥逆变电路、有源钳位电路、输入电容C₁、输入二极管D₀、升压电感L₁；所述高频全桥逆变电路直流侧正极、负极分别与所述有源钳位电路正极、负极相连；所述输入电容C₁正极、输入二极管D₀阳极、升压电感L₁正极与所述光伏高压直流并网变换器拓扑电路输入正极相连；所述输入电容C₁负极与所述有源钳位电路负极、光伏高压直流并网变换器拓扑电路输入负极相连；所述输入升压电感L₁负极与所述有源钳位电路正极相连；所述输入二极管D₀阴极与所述有源钳位电路中钳位电容C₂正极相连；

所述副边电路，包括高频整流电路、滤波电容C₃、滤波电容C₄；所述高频整流电路正极与所述滤波电容C₃正极相连，高频整流电路负极与所述滤波电容C₄负极相连；所述滤波电容C₃负极与所述滤波电容C₄正极相连。

为了更清晰地对本发明串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路进行说明，下面结合图1对本发明实施例中各模块展开详述。

本发明一种串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路，包括高频变压器、原边电路、副边电路，各模块详细描述如下：

高频变压器，用于隔离所述原边电路、副边电路；

高频变压器一般是工作频率超过1kHz的电源变压器，主要用于高频开关电源中作为高频开关电源变压器，也有用于高频逆变电源和高频逆变焊机中作为高频逆变电源变压器的。

本发明一个实施例中，选用的高频变压器为具有升压功能的隔离变压器。隔离变压器是指输入绕组与输出绕组带电气隔离的变压器，隔离变压器用以避免偶然同时触及带电体，变压器的隔离是隔离原边与副边绕线圈各自的电流。

原边电路，包括高频全桥逆变电路、有源钳位电路、输入电容C₁、输入二极管D₀、升压电感L₁；所述高频全桥逆变电路直流侧正极、负极分别与所述有源钳位电路正极、负极相连；所述输入电容C₁正极、输入二极管D₀阳极、升压电感L₁正极与所述光伏高压直流并网变换器拓扑电路输入正极相连；所述输入电容C₁负极与所述有源钳位电路负极、光伏高压直流并网变换器拓扑电路输入负极相连；所述输入升压电感L₁负极与所述有源钳位电路正极相连；所述输入二极管D₀阴极与所述有源钳位电路中钳位电容C₂正极相连；

高频全桥逆变电路包括开关管Q₁、开关管Q₂、开关管Q₃、开关管Q₄；

开关管Q₁与所述开关管Q₃的正极相连；开关管Q₂与所述开关管Q₄的负极相连；开关管Q₁的负极与所述开关管Q₂的正极相连后连接至所述高频变压器原边一端；开关管Q₃的负极与所述开关管Q₄的正极相连后连接至所述高频变压器原边另一端。

有源钳位电路包括钳位开关管Q₀、钳位电容C₂；

钳位开关管Q₀正极与所述钳位电容C₂正极相连。

副边电路，包括高频整流电路、滤波电容C₃、滤波电容C₄；所述高频整流电路正极与所述滤波电容C₃正极相连，高频整流电路负极与所述滤波电容C₄负极相连；所述滤波电容C₃负极与所述滤波电容C₄正极相连。

高频整流电路包括二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄；

二极管D₁与所述二极管D₃的阴极相连；二极管D₂与所述二极管D₄的阳极相连；二极管D₁的阳极与所述二极管D₂的阴极相连后连接至所述高频变压器副边一端；二极管D₃的阳极与所述二极管D₄的阴极相连后连接至所述高频变压器副边另一端。

通过调节变压器原边高频全桥逆变电路上桥臂开关管Q₁和Q₃占空比来控制钳位电容C₂的电压，从而实现二极管D₀的导通或者截止。当开关管Q₁和Q₃的占空比大于0.5时，电容C₂的电压大于电容C₁电压，二极管D₀截止，本发明拓扑电路处于升压模式。当开关管Q₁和Q₃占空比小于0.5时，二极管D₀导通，升压电感L1被旁路，本发明拓扑电路处于降压模式。

拓扑电路还包括整流滤波-电压倍增调整电路；

整流滤波-电压倍增调整电路，包括开关管Q₅；所述开关管Q₅正极与所述高频整流电路一个输入端相连，开关管Q₅负极与所述滤波电容C₃负极、滤波电容C₄正极相连。

当开关管Q₅关断时，副边电路为整流滤波电路；开关管Q₅开通时，输出电压可实现倍压，进一步提高输出电压范围。

本发明第二实施例的串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路调制方法，该调制方法包括：

步骤S10，定义拓扑电路中高频全桥逆变电路开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、有源钳位电路中钳位开关管Q₀的开关周期为T，并获取开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、钳位开关管Q₀的导通波形。

开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄，其导通波形为：

开关管Q₂和Q₄在开关周期T内各导通T/2，相位相差180度，开关管Q₁和Q₃导通相位相差180度，开关管Q₁和Q₄相位相同，开关管Q₂和Q₃相位相同。

步骤S20，基于所述开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、钳位开关管Q₀的开关周期T及其导通波形，判断所述开关管Q₁和Q₃的导通时间是否大于T/2周期，若是则跳转步骤S30；否则跳转步骤S40。

步骤S30，开关管Q₁和Q₃的导通时间大于T/2周期，拓扑电路处于升压模式：基于输入的钳位开关管Q₀升压模式控制信息，控制钳位开关管Q₀在开关管Q₁或Q₃关断时导通，在开关管Q₁和Q₃同时开通时关断，通过钳位电容C₂吸收开关管Q₁或Q₃关断时引起的尖峰电压；

如图2所示，为本发明串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路一种实施例的升压模式下开关管调制波形，T为设定开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、钳位开关管Q₀的开关周期。开关管Q₁和Q₃导通时间大于T/2，钳位开关管Q₀每个开关周期导通2次，其开关时序为当开关管Q₁或Q₃关断时钳位开关管Q₀导通，当开关管Q₁和Q₃同时开通时，钳位开关管Q₀关断，从而实现钳位电容C₂吸收开关管Q₁或Q₃关断时引起的尖峰电压的作用。

开关管Q₁和Q₃的导通时间大于T/2周期且开关管Q₅导通时，拓扑电路的升压比如式(1)所示：

其中，G_BOOST代表升压模式下的升压比，V_OUT代表升压模式拓扑电路输出电压，V_IN代表升压模式拓扑电路输入电压，n代表高频变压器副边与原边的电压比值，D代表开关管Q₁、Q₃的占空比。

步骤S40，开关管Q₁和Q₃的导通时间小于T/2周期，拓扑电路处于降压模式：基于输入的钳位开关管Q₀降压模式控制信息，控制钳位开关管Q₀一直导通。

如图3所示，本发明串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路一种实施例的降压模式下开关管调制波形，T为设定开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、钳位开关管Q₀的开关周期。开关管Q₁和Q₃导通时间小于T/2，钳位开关管Q₀一直导通。

开关管Q₁和Q₃的导通时间小于T/2周期且开关管Q₅关断时，拓扑电路的升压比如式(2)所示：

其中，G_BUCK代表降压模式下的升压比，V_OUT代表降压模式拓扑电路输出电压，V_IN代表降压模式拓扑电路输入电压，n代表高频变压器副边与原边的电压比值，D代表开关管Q₁、Q₃的占空比。

调制方法还设置有整流滤波-电压倍增调整步骤，其方法为：

获取所述开关管Q₅的控制信息并执行：

所述开关管Q₅的控制信息为开关管Q₅关断时，对所述高频变压器的输出电压进行整流滤波；

所述开关管Q₅的控制信息为开关管Q₅导通时，对所述高频变压器的输出电压进行电压加倍。

当开关管Q₅关断时，副边电路为整流滤波电路，对高频变压器的输出电压进行整流滤波；开关管Q₅导通时，对高频变压器的输出电压进行电压加倍，进一步提高输出电压范围。

所属技术领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的方法的具体工作过程及有关说明，可以参考前述实施例中的对应过程，在此不再赘述。

需要说明的是，上述实施例提供的串联型光伏高压直流并网变换器拓扑电路调制方法，仅以上述各步骤的划分进行举例说明，在实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的步骤来完成，即将本发明实施例中的步骤再分解或者组合，例如，上述实施例的步骤可以合并为一个步骤，也可以进一步拆分成多个子步骤，以完成以上描述的全部或者部分功能。对于本发明实施例中涉及的步骤的名称，仅仅是为了区分各个步骤，不视为对本发明的不当限定。

术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不是用于描述或表示特定的顺序或先后次序。

术语“包括”或者任何其它类似用语旨在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备/装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者还包括这些过程、方法、物品或者设备/装置所固有的要素。

至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本发明的技术方案，但是，本领域技术人员容易理解的是，本发明的保护范围显然不局限于这些具体实施方式。在不偏离本发明的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征作出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本发明的保护范围之内。