阅读说明：本技术 一种可实现短路保护的自激推挽式变换器及短路保护方法 (Self-excitation push-pull type converter capable of realizing short-circuit protection and short-circuit protection method ) 是由 梁乒 曾令前 于 2019-11-27 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种可实现短路保护的自激推挽式变换器及短路保护方法,变换器的变压器包括环状的磁芯、输入绕组、输出绕组和启动绕组,输入绕组、输出绕组和启动绕组均绕制在环状的磁芯上,输入绕组和输出绕组互不重叠交叉,启动绕组与输入绕组重叠绕制,且与输出绕组互不重叠交叉；或者,启动绕组绕制分布在输入绕组和输出绕组之间,输入绕组和启动绕组均不与输出绕组重叠交叉。本发明可以降低启动电容的容值,提高自激推挽式变换器的带容性负载的能力,并且在短路状况下,保持较低的短路工作电流,长期进行短路保护。(The invention discloses a self-excitation push-pull converter capable of realizing short-circuit protection and a short-circuit protection method, wherein a transformer of the converter comprises an annular magnetic core, an input winding, an output winding and a starting winding, wherein the input winding, the output winding and the starting winding are wound on the annular magnetic core, the input winding and the output winding are not overlapped and crossed, the starting winding is wound with the input winding in an overlapped manner, and the starting winding and the output winding are not overlapped and crossed; or the starting winding is wound and distributed between the input winding and the output winding, and the input winding and the starting winding are not overlapped and crossed with the output winding. The invention can reduce the capacitance value of the starting capacitor, improve the capacity with capacitive load of the self-excitation push-pull converter, keep lower short-circuit working current under the condition of short circuit, and carry out short-circuit protection for a long time.)

一种可实现短路保护的自激推挽式变换器及短路保护方法

技术领域

本发明涉及自激推挽式变换器领域，具体涉及一种可实现短路保护的自激推挽式变换器及利用该变换器实现短路保护的方法，能够降低启动电容的大小，可以长期短路保护，降低短路电流的同时提高带电容负载的能力。

背景技术

现有的自激推挽式变换器的电路结构的主要形式是Royer电路和自振荡Jensen电路。Royer电路通过优化电路设计，可以实现输出端负载的短路保护，如公开号为CN102291001A的专利文献所记载，但是这种现有技术在实现短路保护时需要调节变压器的漏感，如果负载侧电容取值过大，会导致变压器传输效率降低，无法启动电路，这就限制了变换器带电容负载的能力，而如果为了提高变换器带电容负载的能力将电路的工作电流做大，则会导致变换器功耗增大，导致元器件烧毁，可见，类似的现有技术其短路保护功能与带容性负载能力兼容性差。

公开号为CN102543371A的专利文献示出了一种变压器结构，该变压器结构在闭合磁芯外表面延伸一个磁柱，将共模电感的两个绕组绕制在环状磁芯上，将差模电感的绕组绕制在所述的磁柱上，而这种变压器结构的设计目的是降低短路保护时的磁集成器件的温升，无法实现长期短路保护、降低启动电容、以及在降低短路电流的同时提高带电容负载的能力。

公开号为CN102710110A的专利文献示出了一种自激推挽式变换器的短路保护方法，其采用常用的Royer电路结构，在该文献中，通过人为短路的方式调节变压器的漏感，并增大启动电容的容量至1uF，虽然可以降低短路工作电流，但是其带容性负载的能力仍然不足，只能达到470uF，并且启动电容的增大会导致成本的增加。

由此可见，现有技术的自激推挽式变换器存在以下不足：

1、无法实现短路保护，或者短路工作电流较大，无法实现持续短路，否则容易烧毁开关管；

2、为了降低短路工作电流，增大启动电容的容值，使得启动电容的容值较大，导致原材料成本较高；

3、带电容负载的能力较弱，如果强行增加电容负载，会造成启动不良，烧毁开关管。

发明内容

本发明的目的是提供一种可实现短路保护的自激推挽式变换器及其保护方法，能够克服自激推挽式变换器现有的短路保护的缺点，在不增加元器件的前提下，降低启动电容的容值，提高自激推挽式变换器的带容性负载的能力，并且在短路状况下，保持较低的短路工作电流，长期进行短路保护。

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种实现短路保护的自激推挽式变换器，所述变换器包括连接至变换器输入端的电阻R1、启动电容C2，以及变压器，所述变压器包括环状的磁芯、输入绕组、输出绕组和启动绕组，所述输入绕组、输出绕组和启动绕组均绕制在所述环状的磁芯上，其特征在于，

所述输入绕组和所述输出绕组互不重叠交叉，所述启动绕组与所述输入绕组重叠绕制，并且与所述输出绕组互不重叠交叉；或者，所述启动绕组绕制分布在所述输入绕组和所述输出绕组之间，且所述输入绕组和所述启动绕组均不与所述输出绕组重叠交叉；

所述启动电容C2的取值为22nF，所述电阻R1的取值为1.2K欧姆至1.5K欧姆。

进一步地，所述电阻R1的一端接所述变换器的输入端，所述电阻R1的另一端与所述启动电容C2的一端连接，所述启动电容C2的另一端接地；或者，所述电阻R1的一端接所述变换器的输入端，所述启动电容C2的一端接所述变换器的输入端，所述电阻R1的另一端与所述启动电容C2的另一端连接，并连接至所述启动绕组。

进一步地，当所述启动绕组与所述输入绕组重叠绕制时，所述输入绕组和所述输出绕组在磁芯上分布为各占180度。

进一步地，当所述启动绕组与所述输入绕组重叠绕制时，所述输入绕组在磁芯上分布为占90度，所述输出绕组在磁芯上分布为占270度，或者，所述输入绕组在磁芯上分布为占270度，所述输出绕组在磁芯上分布为占90度。

以及一种自激推挽式变换器的短路保护方法，所述变换器包括连接至变换器输入端的电阻R1、启动电容C2，以及变压器，所述变压器包括环状的磁芯、输入绕组、输出绕组和启动绕组，其特征在于，所述短路保护方法的步骤如下：

S1、将所述输入绕组和所述输出绕组绕制在所述磁芯上，并且所述输入绕组和所述输出绕组之间互不重叠交叉；

S2、将所述启动绕组绕制在所述磁芯上，所述启动绕组与所述输入绕组重叠，并且与所述输出绕组互不重叠交叉；

S3、将所述启动电容C2的值设置为22nF，将所述电阻R1的值设置为1.2K欧姆至1.5K欧姆；

或者，所述短路保护方法的步骤如下：

S1、将所述输入绕组和所述输出绕组绕制在所述磁芯上，使得所述输入绕组和所述输出绕组之间互不重叠交叉；

S2、将所述启动绕组绕制在所述磁芯上，且位于所述输入绕组和所述输出绕组之间，且所述输入绕组和所述启动绕组均不与所述输出绕组重叠交叉；

S3、将所述启动电容C2的值设置为22nF，将所述电阻R1的值设置为1.2K欧姆至1.5K欧姆。

进一步地，所述方法还包括将所述电阻R1的一端连接所述变换器的输入端，所述电阻R1的另一端与所述启动电容C2的一端连接，将所述启动电容C2的另一端接地；或者，将所述电阻R1的一端连接所述变换器的输入端，所述启动电容C2的一端接所述变换器的输入端，将所述电阻R1的另一端与所述启动电容C2的另一端连接，并连接至所述启动绕组。

进一步地，当所述启动绕组与所述输入绕组重叠绕制时，所述输入绕组和所述输出绕组在磁芯上分布为各占180度。

进一步地，当所述启动绕组与所述输入绕组重叠绕制时，所述输入绕组在磁芯上分布为占90度，所述输出绕组在磁芯上分布为占270度，或者，所述输入绕组在磁芯上分布为占270度，所述输出绕组在磁芯上分布为占90度。

与现有技术相比，通过将输入绕组和输出绕组设置成互不重叠交叉的绕制关系，配合启动电容和电阻的取值，根据本发明进行优化后的自激推挽式变换器具有以下显著的技术效果：

1、自激推挽式变换器不需要调试就可以直接进行长期短路保护，待电路恢复后，电源可以自动工作；

2、自激推挽式变换器带电容负载的能力显著提高，可以高达4700uF，并且不会造成启动不良、烧毁开关管的问题；

3、降低了启动电容的容值，在同等规格下，启动电容的容值越小，价格越偏移，降低了原材料成本；

4、自激推挽式变换器的满载转换效率和轻负载转换效率均得到显著提高。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例一的自激推挽式变换器的电路结构；

图2为本发明实施例一的变压器绕组结构示意图；

图3为图2变压器绕组结构的实物图；

图4为本发明实施例三的自激推挽式变换器的电路结构；

图5为本发明实施例四的自激推挽式变换器的电路结构；

图6为本发明实施例五的自激推挽式变换器的电路结构。

具体实施方式

以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定结构、技术之类的具体细节，以便透切理解本发明实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本发明。在其它情况中，省略对众所周知的结构、系统、装置以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本发明的描述。

为了说明本发明所述的技术方案，下面通过具体实施例结合附图来进行说明。

实施例一

本发明的实施例一采用图1所示的电路结构，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流200mA的变换器，即输出功率为1W。

该电路结构包括电容C1、启动电容C2、电阻R1，其中电容C1的一端连接自激推挽式变换器的输入端、另一端接地，电阻R1的一端连接自激推挽式变换器的输入端、另一端连接启动电容C2的一端，启动电容C2的另一端接地，还包括两个开关管TR1和TR2、以及变压器T1，其中，变压器T1包括环状的磁芯、输入绕组N_p、输出绕组N_s和启动绕组N_b(也可称作反馈绕组)，输入绕组N_p包括连接的输入绕组N_p1和输入绕组N_p2，输出绕组包括连接的输出绕组N_s1和输出绕组N_s2，启动绕组N_b包括连接的启动绕组N_b1和N_b2，开关管TR1的集电极连接输入绕组N_p的一端，开关管TR1的发射极与开关管TR2的发射极连接并接地，开关管TR2的集电极连接输入绕组N_p的另一端，开关管TR2的基极连接启动绕组N_b的一端，开关管TR1的基极连接启动绕组N_b的另一端，输入绕组N_p的中间抽头连接至自激推挽式变换器的输入端，启动绕组N_b的中间抽头连接至启动电容C2的所述一端，输出绕组N_s的一端连接二极管D2的正极，输出绕组N_s的另一端连接二极管D1的正极，输出绕组N_s的中间抽头接地，二极管D2和二极管D1的负极连接至自激推挽式变换器的输出端，电容C3的一端连接至自激推挽式变换器的输出端、另一端接地，电阻RL的一端连接至自激推挽式变换器的输出端、另一端接地。

为了更好地说明本发明实施例一的技术效果，设置作为对比的现有技术的自激推挽式变换器的电路参数，其中，磁芯的外径为4mm，内径为2mm，高度为3mm，材质为常用的PC40磁材，电阻R1为1.2KΩ；电容C1、电容C3为2.2uF的贴片电容，启动电容C2采用0.1uF贴片电容；开关管TR1和开关管TR2为放大倍数在80-200倍的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A，这里选用了FMMT491三极管；二极管D1和二极管D2为两只1A40V的肖特基整流管，其中，输入绕组N_P1和N_P2的圈数分别为15匝，启动绕组N_b1和N_b2的圈数分别为2匝，输出绕组N_S1和N_S2的圈数分别为17匝。

通过对采用上述参数设置的未经过本发明的变换器和方法优化的电路进行测试，其性能实测标如表一。

表一

空载电流	23mA
		最大容负载	100uF
短路电流	不能持续短路
		满载转换效率	78％
75％负载转换效率	78％
		50％负载转换效率	74％
25％负载转换效率	64％

从表中可以看出，其空载电流为23mA，最大电容负载为100uF，并且无法实现持续的短路保护，其满载转换效率为78％，75％负载转换效率为78％，50％负载转换效率为74％，25％负载转换效率64％，均有待提高，尤其是轻负载转换效率。

根据现有技术的自激推挽式变换器的缺陷，下面采用本发明的方法对上述参数的自激推挽式变换器进行优化设计，步骤如下：

S1、将所述输入绕组N_p和所述输出绕组N_s绕制在所述磁芯上，并且所述输入绕组N_p和所述输出绕组N_s之间互不重叠交叉；

S2、将所述启动绕组N_b绕制在所述磁芯上，所述启动绕组N_b与所述输入绕组N_p重叠，并且与所述输出绕组N_s互不重叠交叉；

S3、将所述启动电容C2的值设置为22nF，将所述电阻R1的值设置为1.2K欧姆至1.5K欧姆。

在实际操作中，可以将电阻R1设置为1.5K欧姆作为实际操作参数。

通过对采用本发明的方法进行优化后的自激推挽式变换器进行测试，得到其测试性能如表二所示。

表二

与表一相比，优化后的自激推挽式变换器的空载电流为18mA，相比优化前降低了5mA，最大电容负载达到4700uF，优化后的自激推挽式变换器能够实现持续短路，并且短路工作电流控制在45mA，短路工作电流较小，并且满载转换效率提高了3％，75％负载转换效率提高了2％，50％负载转换效率提高了3％，25％负载转换效率提高了4％，也就是说，优化后的自激推挽式变换器的转换效率有显著提升。

按照本发明的方法进行优化后的自激推挽式变换器，不需要再进行调试就可以直接达到持续短路保护的要求，且短路电流小，空载电流明显下降，最大带容性负载能力有了非常明显的提升，并且由于启动电容C2由原来的0.1uF调整为22nF，使得电路的成本得到了降低。

采用本发明的方法优化后的自激推挽式变换器的变压器T1的示意性结构如图2所示，图3为图2所示变压器T1的实际绕制图。可以看到，变压器T1的磁芯为环状，其上绕制有输入绕组N_p、输出绕组N_s和启动绕组N_b，即在整个圆周上覆盖磁芯，并且所述输入绕组N_p和所述输出绕组N_s互不重叠交叉，所述启动绕组N_b与所述输入绕组N_p重叠绕制，与输入绕组N_p类似的，这里要求所述启动绕组N_b与所述输出绕组N_s互不重叠交叉。而本领域技术人员应当理解的是，启动绕组N_b的跨度并不一定是如图2那样完全与输入绕组N_p的跨度相同，由于启动绕组N_b的匝数较少，启动绕组N_b的跨度可以是输入绕组N_p的跨度的一部分。

此外，采用本发明的方法优化后的自激推挽式变换器的电路参数在前述的现有技术的参数的基础上，将所述启动电容C2的值设置为22nF，将所述电阻R1的值设置为1.2K欧姆至1.5K欧姆。

变换器工作时，由于输入绕组与输出绕组之间不重叠，那么输入绕组与输出绕组之间的磁耦合就较差，相应地变压器的漏感较差，那么当产品发生短路时，变压器输入端储存的能量可以通过漏感传输出去，即将输入端储存的能量通过漏感释放，从而达到保护产品的目的，并且输入绕组和输出绕组按本发明的绕制方式可以提升变换器带电容负载的能力。而启动电容和电阻的取值可以改善变换器的启动性能。

根据上述内容可知，通过优化变压器T1的结构和电阻R1、启动电容C2的参数值，即将变压器T1的结构和电阻R1、启动电容C2的参数值相结合得到的改进后的变换器，自激推挽式变换器的空载电流得以降低，最大带容性负载的能力有了显著提升，并且优化后的自激推挽式变换器可以直接实现可持续短路功能，并且在短路期间短路电流小，有效地保护了自激推挽式变换器的开关管，防止开关管因短路电流过大而烧毁，破坏自激推挽式变换器，在电路恢复工作之后，变换器自动工作。

在本发明实施例一中，输入绕组和输出绕组所占角度是可以灵活选取的，当自激推挽式变换器的输入直流为5V，输出直流也是5V，输出电流为200mA时，即变换器的输出功率为1W，在这种输出功率要求下，可以将变压器的输入绕组N_p和输出绕组N_s设置成在磁芯上各占180度；而其他输出功率要求下，可以对输入绕组N_p和输出绕组N_s的绕制角度进行调整，如输入5V转输出24V、功率为1W的产品或者输入24V转输出5V、功率为1W的产品，可以分成24V对应的绕组占270度、5V对应的绕组占90度。此外，输入绕组和输出绕组也可以各占120，剩余120度留空。此外，输入绕组和输出绕组合起来所占角度可以是330-360度，这取决于变换器的输入和输出功率。

实施例二

与实施例一不同的是，实施例二的优化方法步骤如下：

S1、将所述输入绕组N_p和所述输出绕组N_s绕制在所述磁芯上，使得所述输入绕组N_p和所述输出绕组N_s之间互不重叠交叉；

S2、将所述启动绕组N_b绕制在所述磁芯上，且位于所述输入绕组N_p和所述输出绕组N_s之间，且所述输入绕组N_p和所述启动绕组N_b均不与所述输出绕组N_s重叠交叉；

S3、将所述启动电容C2的值设置为22nF，将所述电阻R1的值设置为1.2K欧姆至1.5K欧姆。

根据本实施例方法优化后的变换器，启动绕组N_b不再采用与输入绕组N_p重叠的设置方式，而是将启动绕组N_b设置在输入绕组N_p和输出绕组N_s之间，输入绕组、输出绕组和启动绕组三者可以共同占据磁芯的整个圆周(未采用图示)，而根据实施例一种绕组匝数的设置，输入绕组N_P1和N_P2的圈数分别为15匝，启动绕组N_b1和N_b2的圈数分别为2匝，输出绕组N_S1和N_S2的圈数分别为17匝，本领域技术人员可以理解的是，启动绕组的匝数相较于输入绕组和输出绕组的匝数是很小的，其在磁芯上所占位置也是很小的，并且在绕组紧密绕制的情况下，实施例二的绕制方式与实施例一的绕制方式相比，并不会影响变压器的性能，根据本发明实施例二绕制的变压器应用于自激推挽式变换器中时，优化后的自激推挽式变换器的实测性能仍然可以达到表二所示的性能，并且优化后的自激推挽式变换器，不需要再进行调试就可以直接达到持续短路保护的要求，且短路电流小，空载电流明显下降，最大带容性负载能力有了非常明显的提升，并且由于启动电容C2由原来的0.1uF调整为22nF，使得电路的成本得到了降低。

实施例三

本发明实施例三也是在实施例一或实施例二的基础上作出的自激推挽式变换器的电路结构的调整，如图4所示，在实施例一所示电路结构的基础上，实施例三的电路结构增加了一个电阻R2，电阻R1的一端连接自激推挽式变换器的输入端、另一端连接启动电容C2的一端，启动电容C2的另一端接地，该电阻R2的一端连接至电阻R1的另一端、即连接至电阻R1与启动电容C2相连的节点，电阻R2的另一端接地。通过对性能进行实测，采用这种结构的自激推挽式变换器的性能也可以达到如表二所示性能，优化后的自激推挽式变换器，不需要再进行调试就可以直接达到持续短路保护的要求，且短路电流小，空载电流明显下降，最大带容性负载能力有了非常明显的提升，并且由于启动电容C2由原来的0.1uF调整为22nF，使得电路的成本得到了降低。

实施例四

本发明实施例四也是在实施例一或实施例二的基础上作出的自激推挽式变换器的电路结构的调整，如图5所示，与图1所示电路不同之处在于，本实施例四中，电阻R1与启动电容C2并联连接，电阻R1与启动电容C2并联的一端连接至自激推挽式变换器的输入端，电阻R1与启动电容C2并联的另一端连接至启动绕组N_b的中间抽头。通过对性能进行实测，采用这种结构的自激推挽式变换器的性能仍然可以达到如表二所示性能，优化后的自激推挽式变换器，不需要再进行调试就可以直接达到持续短路保护的要求，且短路电流小，空载电流明显下降，最大带容性负载能力有了非常明显的提升，并且由于启动电容C2由原来的0.1uF调整为22nF，使得电路的成本得到了降低。

实施例五

本发明实施例五是在实施例四的基础上作出的自激推挽式变换器的电路结构的调整，如图6所示，与图5所示电路不同之处在于，本实施例五中，增加了一个电阻R2，电阻R1与启动电容C2并联连接，电阻R1与启动电容C2并联的一端连接至自激推挽式变换器的输入端，电阻R1与启动电容C2并联的另一端连接至启动绕组N_b的中间抽头，该电阻R2的一端连接至电阻R1与启动电容C2并联的另一端，电阻R2的另一端接地。通过对性能进行实测，采用这种结构的自激推挽式变换器的性能仍然可以达到如表二所示性能，优化后的自激推挽式变换器，不需要再进行调试就可以直接达到持续短路保护的要求，且短路电流小，空载电流明显下降，最大带容性负载能力有了非常明显的提升，并且由于启动电容C2由原来的0.1uF调整为22nF，使得电路的成本得到了降低。

根据上述各实施例的分析可知，现有技术中自激推挽式变换器的启动电容C2的电容值高达100nF，而最大带电容负载能力仅为100uF，满载转换效率78％，25％轻负载转换效率才64％，50％轻负载转换效率74％，75％轻负载转换效率78％，空载电流达23mA，不能持续短路，否则会烧毁开关管；而按照本发明的实施例优化的自激推挽式变换器，可以将启动电容C2的电容值降低至22nF，最大带电容负载能力高达4700uF，最大带电容负载能力提高了50倍左右，满载转换效率、50％轻负载转换效率提高了3％，75％轻负载转换效率提高了2％，25％轻负载转换效率提高了4％，转换效率有了显著提升，并且能够实现持续的短路保护，短路电流为45mA，有效保护了变换器的开关管，防止开关管烧毁，同时，启动电容C2的电容值的降低使得电路的成本降低，即实现了在不增加电路成本的基础上改善自激推挽式变换器的性能。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。