阅读说明：本技术 交流-直流转换 (AC-DC conversion ) 是由 侯经权 于 2018-06-04 设计创作，主要内容包括：公开了一种交流-直流转换方法,包括以下步骤：将交流电压整流为脉动直流电压；以及将交流电压整流为脉动直流电压；通过开关将脉动直流电压耦合到电容器；将电容器的输出电压耦合到负载；监视负载信号；确定负载信号与预定参考的电压偏差；在脉动直流电压的同步和每个周期中,在开关没有正向偏置的第一时间点打开开关,并在第二时间响应电压偏差关闭开关；从而控制负载信号。(Disclosed is an AC-DC conversion method, comprising the following steps: rectifying the alternating voltage into pulsating direct voltage; rectifying the alternating voltage into pulsating direct voltage; coupling the pulsating direct current voltage to a capacitor through a switch; coupling an output voltage of the capacitor to a load; monitoring a load signal; determining a voltage deviation of the load signal from a predetermined reference; during synchronization of the pulsating direct current voltage and each cycle, opening the switch at a first point in time when the switch is not forward biased, and closing the switch at a second point in time in response to the voltage deviation; thereby controlling the load signal.)

交流-直流转换

背景

发明领域

本发明涉及用于无电感器的AC-DC(交流-直流)转换的方法和设备，特别是用于高效和高精度的转换的方法和设备。

背景技术的描述

在电子学的研究中，众所周知，一个或多个二极管的整流是AC-DC转换的基本形式。整流电压是直流电压，以交流频率或交流频率的两倍脉动，具体取决于是半波整流还是全波整流，如图1和图2所示。交流电压源ACVS提供电压Vin，通常为正弦电压。通过图1所示的整流二极管D1或通过如图2所示的包括二极管D1，D2，D3和D4的整流桥将交流电压转换为整流电压Vo。在每种情况下，一个电容器C1，即一个电荷存储设备，被用作滤波器，以减小整流电压的纹波的大小，该大小取决于电容器C1和负载R1的值。通常，仅通过电容器来降低纹波是不太有效的。对于大多数应用中的直流电源，要求直流电压是平滑的，即基本上没有波纹，并且无论交流电源的波动和/或负载R1的变化如何都应保持恒定。换句话说，DC电压需要通过诸如单元REGU的调节器来调节，如图3的典型说明性电路所示。整流器Vp的输出通过REGU被调节为平滑且恒定的电压Vo。由电容器C2进一步滤波。Vo的大小由参考电压Vref设定。

已经开发了用于直流电源的多种调节方法，大致可分为线性方法和开关方法。线性稳压器具有电路简单，响应速度快，无EMI(电磁干扰)等优点。但是，线性稳压器的效率非常低，尤其是在将高AC电压转换为低DC电压时(通常由交流电源为电子设备供电)。此外，线性稳压器不能将电压电平提高到高于输入的水平。

开关稳压器通常称为SMPS(开关模式电源)，具有高效率的优点，尤其是在需要大幅降低或提高电压电平或需要反转输出极性时。不幸的是，这只能通过复杂得多的电路来实现，而且往往成本很高。高频开关引起的EMI也是一个固有问题。

然而，在现有技术中存在一类开关AC-DC转换器，其不需要像SMPS那样在高频下开关，甚至不需要电感性组件。这些转换器具有电路简单，占地面积小和成本低廉的优点。这些转换器的基本工作原理可以通过图4A的框图进行说明。注意，该电路与图2的电路的区别仅在于附加的可控开关S1(以及还将讨论的泄放电阻器Rb)。换句话说，如果开关S1保持永久导通，则该电路将以与图2电路相同的方式充当全波整流器。由于整流电压Vp直接连接到输出Vo，并且电流直接从整流器流到输出，因此没有调节。然而，不难想象，通过在电流应该流动的部分时间段内(即当电压Vp高于电压Vo时)断开开关，可以降低平均输出电压。通过施加控制信号Sigc来控制打开时间，可以将电压降低0％至100％。

注意，在整流器的输出端放置了一个泄放电阻器Rb。通常需要这样做，以释放与整流器二极管D1至D4，开关S1以及任何其他组件相关的静电耦合至整流器输出端子的寄生电容。当开关S1断开时，寄生电容的存在使脉动DC电压Vp的波形失真。这是不希望的，因为控制信号Sigc将需要与脉动DC电压Vp同步。Vp失真会导致同步失败。

为了实现图4A所示的转换器，经常部署半导体开关，例如图4B所示的MOSFET Q1。

通常被称为无电感器AC-DC转换器，已经公开了该类别下的许多不同设计，诸如例如美国专利号US4685046，US5307257，US6169391，US8451627和US9374018的那些设计。所有这些设计都具有如图4A和4B所示的通用结构，其中通过整流脉动DC电压对电容器充电是通过受控开关进行的。通过根据来自开关的输入或输出或两者的信号电压接通和断开开关来调节转换器的电压输出。图4C是示出了开关的控制方案之一的框图。负载PWLD的信号Sigl例如可以是负载两端的电压，或者是通过负载的电流，或者甚至是负载的功率，由比较器COMP与预定电压Vref进行比较。每当Sigl高于Vref时，COMP的输出Sigc将变为低电平并关闭开关S1，因此将停止从Vp向C1充电。相反，每当Sigl低于Vref时，Sigc就会变为高电平，从而使开关S1接通，并在Vp高于电容器C1的电压Vc1时立即对电容器C1充电。

但是，事实上，由于线路噪声或组件漂移，开关时序可能无法逐周期精确地重复，从而导致电容器充电的电流脉冲不均匀或丢失。这反映为输出直流电压上的纹波增大。如图4D的波形图所示，信号曲线Vp是脉动DC电压，曲线Vc1是电容器C1两端的电压，这也是施加到负载和命名信号Sigl的电压，曲线Sigc是控制信号开关S1的信号。如果由于某种原因，C1在时间t4处被充电多了一点点，使得在随后的周期Sigl不足以产生Sigc脉冲以接通开关S1。因此，Vc1将下降两个周期，直到在t6再次充电。由于在一个周期内缺少C1充电，Vc1上的纹波上升到正常值的两倍，在波形图中分别由t4之后和2X和X表示。请注意，较大的C1电容值无法解决该问题，因为C1的较大电容实际上可能导致更多的“走火”周期。

因此，即使使用大型电容器，这些转换器也无法提供精确的电压或电流调节。此外，出于相同的原因，通常建议通过附加的开关或线性调节器进一步调节这种转换器的输出电压。当然，这将导致设计在能量效率和制造成本上受到损害。

本发明的目的是开发具有高效率，高精度，低EMI和低实施成本的无电感器AC-DC转换的新方法。

发明内容

正如已经指出的那样，无电感器AC-DC转换器中的不同步开关可能导致不稳定的充电，从而导致输出中的高纹波。为了解决该问题，将需要开发用于开关控制的同步手段。

在本发明的一个实施例中，公开了一种用于AC-DC转换的控制方法，包括以下步骤：将AC电源电压整流为脉动DC电压；通过开关将直流电压耦合到电容器；检测电源电压的过零；过零时打开开关；在可控的接通时间后关闭开关；可控导通时间与AC-DC转换的输出电流成反比，从而将输出电流调节到预定值。

在本发明的另一个实施例中，公开了一种AC-DC转换器，其包括将AC电源电压整流为脉动DC电压的装置；至少一个将直流电压耦合到电容器的开关；检测装置，用于检测电压的过零；其中所述开关在过零时接通，然后在可控的接通时间后断开，并保持断开状态直到下一个过零。所述可控导通时间由来自压控脉冲发生器的定时脉冲设定，该定时脉冲包括：与所述零交叉同步的锯齿信号发生器；以及比较器；其中将锯齿信号与AC-DC转换器的输出电压与预定参考的偏差进行比较；从而产生与输出电压成反比的脉冲宽度，从而将输出电压调节到预定值。

在本发明的另一个实施例中，公开了一种部署为AC-DC转换器的电荷泵，其包括：整流装置，用于将AC电源转换为脉动DC电压；开关，将整流电压耦合到电容器；检测装置，用于检测电压的过零；其中所述开关在过零时接通，然后在可控的接通时间后断开，并保持断开状态直到下一个过零，所述可控导通时间由来自压控脉冲发生器的定时脉冲设定，该定时脉冲包括：与所述零交叉同步的锯齿信号发生器；以及比较器；其中将锯齿信号与电荷泵的输出功率与预定参考的偏差进行比较；从而产生与输出功率成反比的脉冲宽度，从而将输出功率调节到预定值。

在以上实施例中，切换与交流电源电压的过零同步。在这方面，需要特殊的过零检测电路。然而对于本发明的另一个实施例中，开关直接与脉动DC电压同步，而不需要过零检测器。所公开的方法包括以下步骤：将交流电源电压整流为脉动直流电压。通过开关将脉动DC电压耦合到电容器；将电容器两端的电压耦合至负载；在脉动DC电压的每个周期中，当开关没有正向偏置时，在第一瞬间打开开关，而在脉动DC电压高于转换输出电压相对于预定参考值的偏差时，在第二瞬间关闭开关；从而将输出电压调节为预定值。

为了进一步提高电压调节的精度，本发明的实施例是一种交流到直流转换的方法，该方法包括以下步骤：将交流电源电压整流为脉动直流电压。通过开关将脉动DC电压耦合到电容器；将电容器两端的电压耦合至线性稳压器；在脉动DC电压的每个周期中，当开关没有正向偏置时，在第一瞬间打开开关，而在脉动DC电压高于电容器两端的峰谷纹波电压，线性稳压器两端的预期压降以及线性稳压器的目标输出电压的总和，在第二瞬间关闭开关。

可选地，为了提高电压调节的精度，本发明的另一个实施例是一种交流到直流转换的方法，该方法包括将交流电源电压整流为脉动直流电压的步骤；以及通过开关将脉动DC电压耦合到电容器；将电容器两端的电压耦合至线性稳压器；在脉动直流电压的每个周期中，当开关没有正向偏置时在第一瞬间打开开关，而在脉动直流电压高于一个阈值时在第二瞬间关闭开关，该阈值为被放大了的目标输出电压的值加上线性稳压器的预期压降减去线性稳压器输入的谷值电压。

附图的简要说明

鉴于前述内容，随着随着本专利说明书的进行，对于本领域技术人员而言本发明所涉及的其他优点将变得显而易见，在此通过参考构成本发明一部分的附图来描述本发明，包括本发明原理的一些典型的优选实施例，其中：

图1作为AC-DC转换器的半波整流器(现有技术)

图2作为AC-DC转换器的全波整流器(现有技术)

图3具有调节功能的AC-DC转换器(现有技术)

图4A受控的AC-DC转换器(现有技术)

图4B受控的AC-DC转换器切换(现有技术)

图4C是受控的AC-DC转换器的实现方式(现有技术)

图4D受控AC-DC转换器的波形(现有技术)

图5作为本发明的实施例的受控AC-DC转换器

图6A与开关电压过零同步的AC-DC转换

图6B交流到直流转换与交流电源的过零同步

图7A电荷泵(现有技术)

图7B是作为本发明的实施例的调节电荷泵。

图8A交流电源电压的过零检测器1

图8B交流电源电压的过零检测器2

图9与脉动直流电压同步的AC-DC转换器

图10带线性稳压器的AC-DC转换器1

图11带线性稳压器的AC-DC转换器2

图12跟随线性稳压器的AC-DC转换器的波形

具体实施方式

继续讨论图4A的无电感器转换器，要注意的是，如果在Vp高于Vo的瞬间接通开关，则电容器电压Vo的突然变化将引起通过开关的高电流浪涌。这是不希望的，因为高电流浪涌意味着在开关上施加很大的压力，高损耗损耗以及高EMI。另一方面，当开关在电流流过该开关而断开，对电容器C1充电并驱动负载时，该电流将立即降低至零，而不会产生任何不良影响。为了避免电流浪涌，必须在尚未正向偏置时将其打开。换句话说，当其为零偏置或与开关串联的相应整流器为反向偏置时，应将其导通。这也意味着在打开开关时没有电流会立即流过。因此，通过在开关S1两端的电压过零时接通电源，然后在一定时间段后关闭开关，并保持断开状态直到下一次过零，可以以最小的开关损耗控制输出电压。

注意，在开关S1两端的电压过零之前，AC电压Vin的瞬时电压低于输出电压Vo的瞬时电压。导通开关S1不会导通电流，因为与二极管串联的开关S1没有正向偏置。只要在开关S1处于正向偏置之前就接通它，电流就不会流过，直到AC输入电压从零正弦增加到高于输出电压Vo加上整流二极管的导通阈值电压为止。因此，可以采用交流电压的过零作为接通开关S1的时间，以避免高EMI和高损耗损耗的问题。实际上，这是一个更好的选择，正如稍后将要解释的那样，将交流电压的过零检测作为时间标记比检测整流后电压(即开关S1两端的电压)更容易。

图5示出了作为本发明的实施例之一的经调节的AC-DC转换器的工作原理。在控制器模块CONC的控制下通过开关S1执行电压调节。控制器模块根据来自由整流二极管D1，D2，D3和D4形成的整流桥的信号Vp，负载信号Sigl即在这种情况下为输出电压Vo，及预定参考电压Vref，由控制器模块产生成控制信号Sigc。将参考图6A来解释控制器模块的操作细节。

图6A是控制器模块CONC的框图。如图所示，来自整流器的脉动DC电压Vp和跨C1的输出电压Vo被施加到过零检测器ZECD。电压Vp和Vo之差是驱动开关S1的电压。检测器ZECD在驱动开关S1的电压的每个零交叉处生成标记信号。或者，由于脉动DC电压与AC电源电压同步，所以可以直接从AC电压的零交叉获得标记信号，如图6B所示。当来自源ACVS的交流电压为零时，驱动开关的电压也将为零，因此此时接通开关S1不会导致电容器电压突然变化和任何由此产生的电流浪涌。与该标记信号同步，由发生器SAWG生成锯齿信号。通过比较器COMP1将电路信号Sigl与预定电压Vref相比较，该电路信号Sigl是如图5所示的AC-DC转换器的输出电压Vo。通过比较器COMP2将该比较差与来自发生器SAWG的锯齿信号进行比较。产生来自COMP2的输出Sigc，其脉冲宽度与信号Sigl相对于参考Vref的偏差成反比，即Vo。因此，输出电压Vo越高，偏差越大，Sigc的脉冲宽度越小。实际上，在每个开关周期内，由于开关S1在较短的时间内导通电流，因此输出电压Vo由负反馈获得调节。

注意，调节的精度取决于比较器COMP1的增益。为了放宽精度，可以将参考Vref设置为零，并且可以将COMP1的增益从1设置为任何大值。当Vref为零且增益为1时，COMP1是多余的，因为Sigl可以直接连接到COMP2的输入。

在本发明的其他实施例中，选择Sigl以代表AC-DC转换器的输出电流。通过如上所述的类似的电压调节工作原理，可以调节转换器的输出电流。

当要求输出电压Vo高于交流电源的峰值时，可以部署一个如图7A所示的倍压电荷泵。图7B示出了作为本发明实施例的受控电荷泵。这是一个普通的倍压电荷泵电路，但增加了一个由控制器模块CONC控制的开关S1。开关S1永久短路所达到的最大输出电压Vo是交流电压Vin的峰峰值。因此，通过控制开关S1的接通时间，可以由控制模块CONC以类似的方式来控制电荷泵的输出电压或输出电流，如参考图6A所解释的。在这种情况下，可以参考输出电压Vo在整流电压Vp上执行对开关两端的电压的零交叉的检测。替代地，代替控制通过二极管D1的电流，开关S1可以与二极管D2串联连接。

在检测开关两端的电压的过零时，因为存在与开关相关的寄生电容，通常存在困难，。由于开关始终处于后整流电路中，因此电荷会积聚在电容中，并且随着AC电压驱动器循环至零，电压可能不会及时恢复为零，从而有效地使了“过零”状态。实际上，根据整流的定义，无论相关的寄生电容有多小，整流电压都不会“越过”零电平。因此，用于整流电路的“过零”应理解为仅具有“接近零”的含义，因此永远不是一个确切的定义。

但是，即使交流电容存在很大的寄生电容，交流电压也不会存在这样的困难，因为交流电压始终在正负值之间循环。过零总是很明显地体现出来。因此，与整流电压相比，可以更准确地进行交流电压的过零检测。这意味着与该过零同步的电路控制将是稳定且无抖动的。

在图8A的图中示出了作为本发明的实施例的用于AC电压的过零检测器的操作原理。如图6B的控制器所部署的，检测器具有两个输入端子，每个输入端子耦合到AC电压源ACVS的两个端子之一，而与未示出的整流电路的电路布置无关。参照后整流电路的公共接地，ACVS的两个端子中的每个端子的电压分别通过比较器COMP1和COMP2与参考电压Vth进行比较。Vth被视为零阈值，即只有低于此阈值的电压才被视为“零”。原则上，当交流电压在正值和负值之间循环时，Vth可以设置为零。但是，建议使用较小的正值，以防止可能出现的线路噪声和比较器不足。对于过零检测，要求ACVS的两个端子的电压同时为“零”。因此，如图所示，当两个电压均为“零”时，两个比较器COMP1和COMP2的输出由“与”门&G进行逻辑运算，以产生零交叉标记信号。该标记信号将是交流电源过零时的窄脉冲。

当ACVS的两个端子的电压同时为“零”时，两者之和也将为“零”。因此，作为本发明的实施例，公开了一种用于交流电压的过零检测的简化电路。如图8B所示，来自ACVS的两个电压由具有相等阻抗的两个电阻器R1和R2相加。实际上，比较器COMP1将两个电压之和的一半与阈值Vth进行比较，当两个电压均为“零”时，产生一个过零标记信号。与图8A的电路相比，Vth的值将需要减半以获得与零交叉标记脉冲相同的脉冲宽度。

应该注意的是，对于图8A或图8B的电路的实际实现，电源ACVS的通常高电压与比较器的通常低电压操作不兼容。因此需要电压缩放和/或电平移位，但是为了图示清楚起见未示出。实际上，只要需要控制器来控制在高压下工作的设备，该说明就适用于本规范中的所有电路。

在以上讨论中，开关与交流电源电压的过零同步，部署了特殊的过零检测电路。可替代地，可以使开关与整流的脉动DC电压同步。图9中的AC-DC电路框图用于说明此方法。如图所示，脉动DC电压Vp通过开关S1耦合到电容器C1，该开关由来自比较器COMP的控制信号Sigc控制。转换器Vc1的输出电压耦合到负载PWLD。从预定参考电压Vref中减去来自负载的信号Sigl，该信号Sigl代表待控制的电参数，例如负载电压，负载电流或负载功率，以产生阈值电压Vth。该阈值电压设置将通过开关S1耦合到电容器C1的脉动DC电压的最大值。每当Vp达到等于或大于Vth的值时，比较器COMP的输出就会改变状态以关断开关S1。现在假设信号Sigl上升，信号Vth将降低，因此C1将通过脉动DC电压充电至较低的电压。这将导致对负载PWLD的驱动降低，因此Sigl将降低。因此，负反馈回路生效，并且负载信号Sigl被控制为接近Vref的值。

请注意，在操作中，当打开开关时，电容器会在短时间内充电，然后关闭开关。电容器将继续向负载提供电流，导致电压下降直到下一个充电周期。这表明如何形成锯齿形的波纹电压。为了在不使用过大的滤波电容器的情况下消除波纹，在此参考图10的框图公开了本发明的实施例。如图所示，转换器的负载是由负载R1负载的稳压器REGU。调节器可以是线性或开关调节器。然而，以下将解释，即使出于效率考虑，线性稳压器也将是更好的选择。

通过调节，电压输出Vo被保持为预设的目标值Vref(或的放大值)。

为了实现调节器的高效率，需要在电压Vc1和Vo之间具有小的差异，即调节器REGU上的低压降。这是通过将Vc1控制为刚好足以驱动稳压器REGU的值来实现的，即仅在稳压器两端保持一个足够小的压降。如图10所示，由峰谷检测器PTVD检测的峰谷纹波电压Vpv，作为负载信号电压Sigl的参考电压Vref和线性预测的最小压降Vdrpa调节器REGU被累加为阈值电压Vth。该阈值电压设置将通过开关S1耦合到电容器C1的脉动DC电压Vp的最大值。每当Vp达到高于Vth的值时，比较器COMP的输出就会改变状态以关断开关S1。因此，电压Vc1被控制为具有峰值电压Vc1p和谷值Vc1v，并且因此峰谷纹波电压Vpv＝Vc1p-Vc1v。

因此，将Vc1控制为使其峰值Vc1p不高于阈值电压Vth，或者谷值Vc1v不高于设定Vdrpa加上线性调节器的输出电压Vo的水平。然后，稳压器的耗散在Vc1电压达到峰值时最高，Vdrpa.Io＝(Vc1p-Vo).Io；当Vc1处的电压达到谷时，即在(Vc1v-Vo)处达到最低，Vdrpa.Io＝(Vc1v-Vo).Io。如果通过设计将Vdrpa选择为较小，则可以减小功耗。因此，没有什么激励要将开关稳压器用作REGU，因为它的效率不太可能高于低压差的线性稳压器。

可替代地，对于图11的框图所示的本发明的实施例，可以实现与图10相同的结果。部署了谷值检测器VALD以检测电容器电压Vc1的谷值电压Vc1v。通过从作为负载信号电压Sigl的参考电压Vref与线性稳压器REGU预期的最小压降Vdrp之和减去Vc1v得到信号Vth0。Vth0被AMP放大为阈值Vth，以与脉动DC电压Vp进行比较。每当Vp高于Vth时，开关S1将关闭。这样就完成了负控制环路，从而使谷值电压Vc1v接近或等于线性稳压器输出电压Vo高出Vdrp。与上述情况类似，Vdrp在设计上被选择为较小，以实现线性稳压器的低功耗。

图12是示出脉动DC电压Vp和C1两端的电压Vc1之间的关系的波形图。注意其峰值电压为Vc1p和谷值为Vc1v的波纹，线性稳压器REGU上的预期压降Vdrpa和稳压器的参考电压Vref。注意，谷值电压Vc1v被控制为保持等于基准电压Vref和电压降Vdrp之和。

尽管已经详细描述了本发明及其优点，但是应该理解，在不脱离所描述的本发明的精神和范围的情况下，可以在其中进行各种改变，替换和变更。例如，本发明电路的具体实现可以与本文提供的示例有所不同，同时仍在本发明的范围内。作为一些更多示例，电流的指定方向，电压的极性可以颠倒，半导体器件的极性或电极可以互换，电压和电流水平可以按比例缩放或上移或下移。此外，通过电路的双重性，电流和电压，阻抗和导纳，电感和电容等的作用可以互换。本质上，本申请中包括的讨论旨在用作基本描述。应当理解，具体的讨论可能不会明确地描述所有可能的实施例；然而，在此不加赘述。许多选择是隐式的。它也可能没有完全解释本发明的一般性质，也可能没有明确地示出每个特征或元件如何实际上可以代表更广泛的功能或各种各样的替代或等效元件。再次，这些被隐式地包括在本公开中。在以面向设备的术语描述本发明的地方，设备的每个元素隐式地执行功能。说明书和术语都不旨在限制本发明的范围。