阅读说明：本技术 永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法 (Voltage boundary optimization overmodulation method for permanent magnet synchronous motor electrolytic capacitor-free driver ) 是由 王高林 胡海明 丁大尉 赵楠楠 张国强 徐殿国 于 2019-11-04 设计创作，主要内容包括：一种永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法,属于电机控制技术领域。本发明针对现有永磁同步电机无电解电容电机驱动系统在电机运行至过调制区域时,会出现输出电压矢量相位跳变和退回的问题。包括采集三相无电解电容驱动器的实际三相电流并进行处理,获得α轴电压指令u<Sub>α</Sub><Sup>*</Sup>和β轴电压指令u<Sub>β</Sub><Sup>*</Sup>；再进一步计算第一预期作用时间T<Sub>i_a</Sub>、T<Sub>i+1_a</Sub>和第二预期作用时间T<Sub>i_f</Sub>、T<Sub>i+1_f</Sub>；再与采样周期T<Sub>s</Sub>对比,获得判断结果；根据判断结果计算T<Sub>i</Sub>和T<Sub>i+1</Sub>；采用脉冲信号运算单元基于T<Sub>i</Sub>和T<Sub>i+1</Sub>进行运算,获得脉冲信号P1,所述脉冲信号P1经过三相无电解电容驱动器对永磁同步电机进行驱动。本发明能够更好的保障逆变系统直流侧的电压利用率。(The invention relates to a voltage boundary optimization over-modulation method for a non-electrolytic capacitor driver of a permanent magnet synchronous motor, belonging to the technical field of motor control and aiming at the problems that the output voltage vector phase jumps and returns when the motor runs to an over-modulation region in the existing non-electrolytic capacitor motor driving system of the permanent magnet synchronous motor α * And β Axis Voltage instruction u β * (ii) a The first expected action time T is further calculated i_a 、T i+1_a And a second expected time of action T i_f 、T i+1_f (ii) a And then with the sampling period T s Comparing to obtain a judgment result; calculating T according to the judgment result i And T i+1 (ii) a By usingThe pulse signal operation unit is based on T i And T i+1 And performing operation to obtain a pulse signal P1, wherein the pulse signal P1 drives the permanent magnet synchronous motor through a three-phase non-electrolytic capacitor driver. The invention can better ensure the voltage utilization rate of the direct current side of the inverter system.)

永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法，属于电机控制技术领域。

背景技术

永磁同步电机有着高功率密度、高转矩密度、低成本的优势，其在工业和家电领域有着越来越多的应用。传统的电机驱动拓扑中，在其直流侧往往使用大容值电解电容以保证直流母线电压的稳定，但是电解电容的寿命受环境温度和电流纹波影响较大。采用薄膜电容能显著提升电机驱动系统的寿命和可靠性，将直流侧电解电容换成薄膜电容的电机驱动系统，称之为无电解电容电机驱动系统。

永磁同步电机无电解电容电机驱动系统主要由二极管不控整流桥、小容值薄膜电容、三相电压型逆变器及永磁同步电机构成。为了提高直流侧的电压利用率，当电机运行到高调制比的过调制区域时，由于6倍电网频率的波动导致的六边形电压边界的收缩和扩张，甚至会出现输出电压矢量相位的跳变和退回，造成较大电机电压THD(总谐波失真)和转矩脉动。因此，无电解电容电机驱动系统提高母线电压利用率的过调制研究有重要意义。

发明内容

针对现有永磁同步电机无电解电容电机驱动系统在电机运行至过调制区域时，会出现输出电压矢量相位跳变和退回的问题，本发明提供一种永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法。

本发明的一种永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法，包括以下步骤：

步骤一：采集三相无电解电容驱动器的实际三相电流并进行处理，获得α轴电压指令u_α ^*和β轴电压指令u_β ^*；

步骤二：采用一号基本电压矢量作用时间运算单元对α轴电压指令u_α ^*、β轴电压指令u_β ^*和三相无电解电容驱动器输出的实际电压U_dc进行计算，获得永磁同步电机矢量控制中相邻两个基本电压矢量第一预期作用时间T_{i_a}、T_{i+1_a}；同时采用二号基本电压矢量作用时间运算单元对α轴电压指令u_α ^*、β轴电压指令u_β ^*和三相无电解电容驱动器的预设固定电压U_fixed进行计算，获得永磁同步电机矢量控制中相邻两个基本电压矢量第二预期作用时间T_{i_f}、T_{i+1_f}；

步骤三：条件判断单元根据T_{i_a}、T_{i+1_a}及T_{i_f}、T_{i+1_f}与采样周期T_s的对比关系，获得判断结果；

步骤四：根据步骤三的判断结果，计算获得相邻两个基本电压矢量作用时间的计算值T_i和T_i+1；

步骤五：采用脉冲信号运算单元基于T_i和T_i+1进行运算，获得脉冲信号P1，所述脉冲信号P1经过三相无电解电容驱动器对永磁同步电机进行驱动。

根据本发明的永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法，所述步骤三的判断结果包括：

将T_{i_a}+T_{i+1_a}≤T_s作为条件1；

将T_{i_a}+T_{i+1_a}>T_s&T_{i_f}/2+T_{i+1_f}≤T_s&T_{i_f}+T_{i+1_f}/2≤T_s作为条件2；

将T_{i_f}+T_{i+1_f}/2>T_s or T_{i_f}/2+T_{i+1_f}>T_s作为条件3。

根据本发明的永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法，所述步骤四中根据步骤三的判断结果，计算获得相邻两个基本电压矢量作用时间的计算值T_i和T_i+1包括：

当条件判断单元输出的判断结果为条件1时，采用三号基本电压矢量作用时间运算单元计算获得相邻两个基本电压矢量作用时间的计算值T_i和T_i+1；

当条件判断单元输出的判断结果为条件2时，采用四号基本电压矢量作用时间运算单元计算获得相邻两个基本电压矢量作用时间的计算值T_i和T_i+1；

当条件判断单元输出的判断结果为条件3时，采用五号基本电压矢量作用时间运算单元计算获得相邻两个基本电压矢量作用时间的计算值T_i和T_i+1。

根据本发明的永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法，所述步骤一中获得的α轴电压指令u_α ^*和β轴电压指令u_β ^*基于矢量控制单元实现，所述矢量控制单元包括：

一号减法运算单元、速度调节器、一号乘法运算单元、二号减法运算单元、二号乘法运算单元、三号减法运算单元、电流调节器、两相旋转坐标到两相静止坐标变换单元、编码器、Clarke变换单元、Park变换单元和转速位置计算单元，

Clarke变换单元对步骤一中所述实际三相电流i_a、i_b、i_c进行变换，得到实际α轴电流i_α和实际β轴电流i_β，Park变换单元对实际α轴电流i_α和实际β轴电流i_β进行变换得到实际d轴电流i_d和实际q轴电流i_q；

编码器采集永磁同步电机的位移信号并进行处理后得到电机实际转速ω_e，转速位置计算单元对电机实际转速ω_e进行处理获得电机的电角度θ_e；

一号减法运算单元将转速指令ω_e ^*与电机实际转速ω_e作差得到转速差Δω_e，转速差Δω_e经过速度调节器得到电流指令i_sref，电流指令i_sref与电流指令角度θ的余弦值cosθ经过一号乘法运算单元运算得到d轴电流指令i_d ^*，电流指令i_sref与电流指令角度θ的正弦值sinθ经过二号乘法运算单元运算得到q轴电流指令i_q ^*，d轴电流指令i_d ^*与实际d轴电流i_d经过二号减法运算单元计算得到d轴电流差Δi_d，q轴电流指令i_q ^*与实际q轴电流i_q经过三号减法运算单元计算得到q轴电流差Δi_q，d轴电流差Δi_d与q轴电流差Δi_q经过电流调节器计算得到d轴电压指令u_d ^*和q轴电压指令u_q ^*，d轴电压指令u_d ^*、q轴电压指令u_q ^*和电机的电角度θ_e经过两相旋转坐标到两相静止坐标变换单元得到α轴电压指令u_α ^*和β轴电压指令u_β ^*。

本发明的有益效果：本发明是基于网侧三相输入无电解电容永磁同步电机驱动系统，在电机运行到高调制过调制区域时，提出的一种最优化电压边界过调制策略。本发明基于对三相无电解电容驱动器的实际三相电流及永磁同步电机的位移进行一系列的计算，获得用于驱动永磁同步电机的脉冲信号P1。经过本发明的数据处理过程，采用脉冲信号P1对电机进行控制，可有效避免输出电压矢量相位的跳变、退回和转矩脉动现象，因此能够更好的保障逆变系统直流侧的电压利用率。

附图说明

图1是本发明所述永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法的流程框图；

图2是未采用本发明方法时，在过调制区域永磁同步电机的输出变量波动图；其中T_e为电磁转矩，ω_r为电机转速；

图3是采用本发明方法时，在过调制区域永磁同步电机的输出变量波动图；

图4是未采用本发明方法时，在过调制区域永磁同步电机出现输出电压矢量相位跳变及退回的波形图；其中θ_u为输出电压矢量的角度，u_α为α轴电压，i_a为实际A相电流；

图5是采用本发明方法时，在过调制区域永磁同步电机输出的电压矢量波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

具体实施方式一、结合图1所示，本发明提供了一种永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法，包括以下步骤：

步骤一：采集三相无电解电容驱动器的实际三相电流并进行处理，获得α轴电压指令u_α ^*和β轴电压指令u_β ^*；

步骤二：采用一号基本电压矢量作用时间运算单元201对α轴电压指令u_α ^*、β轴电压指令u_β ^*和三相无电解电容驱动器输出的实际电压U_dc进行计算，获得永磁同步电机矢量控制中相邻两个基本电压矢量第一预期作用时间T_{i_a}、T_{i+1_a}；同时采用二号基本电压矢量作用时间运算单元202对α轴电压指令u_α ^*、β轴电压指令u_β ^*和三相无电解电容驱动器的预设固定电压U_fixed进行计算，获得永磁同步电机矢量控制中相邻两个基本电压矢量第二预期作用时间T_{i_f}、T_{i+1_f}；

步骤三：条件判断单元203根据T_{i_a}、T_{i+1_a}及T_{i_f}、T_{i+1_f}与采样周期T_s的对比关系，获得判断结果；

步骤四：根据步骤三的判断结果，计算获得相邻两个基本电压矢量作用时间的计算值T_i和T_i+1；

步骤五：采用脉冲信号运算单元207基于T_i和T_i+1进行运算，获得脉冲信号P1，所述脉冲信号P1经过三相无电解电容驱动器110对永磁同步电机111进行驱动。

本实施方式采用图1中所示的最优化电压边界过调制策略实现。

本实施方式主要应用在无电解电容永磁同步电机驱动系统中，当电机运行到高调制比的过调制区域时，由于6倍电网频率的波动导致的六边形电压边界的收缩和扩张，会出现输出电压矢量相位的跳变和退回，甚至造成较大电机电压THD和转矩脉动现象。本发明基于此提出了一种新的调制策略，用来改善无电解电容永磁同步电机驱动系统的上述问题。

进一步，结合图1所示，所述步骤三的判断结果包括：

将T_{i_a}+T_{i+1_a}≤T_s作为条件1；

将T_{i_a}+T_{i+1_a}>T_s&T_{i_f}/2+T_{i+1_f}≤T_s&T_{i_f}+T_{i+1_f}/2≤T_s作为条件2；

将T_{i_f}+T_{i+1_f}/2>T_s or T_{i_f}/2+T_{i+1_f}>T_s作为条件3。

再进一步，结合图1所示，所述步骤四中根据步骤三的判断结果，计算获得相邻两个基本电压矢量作用时间的计算值T_i和T_i+1包括：

当条件判断单元203输出的判断结果为条件1时，采用三号基本电压矢量作用时间运算单元204计算获得相邻两个基本电压矢量作用时间的计算值T_i和T_i+1；

当条件判断单元203输出的判断结果为条件2时，采用四号基本电压矢量作用时间运算单元205计算获得相邻两个基本电压矢量作用时间的计算值T_i和T_i+1；

当条件判断单元203输出的判断结果为条件3时，采用五号基本电压矢量作用时间运算单元206计算获得相邻两个基本电压矢量作用时间的计算值T_i和T_i+1。

所述条件判断单元203用于根据T_{i_a}、T_{i+1_a}及T_{i_f}、T_{i+1_f}来选择不同的基本电压矢量作用时间运算单元进行作用时间的运算。

再进一步，结合图1所示，所述步骤一中获得的α轴电压指令u_α ^*和β轴电压指令u_β ^*基于矢量控制单元实现，所述矢量控制单元包括：

一号减法运算单元101、速度调节器102、一号乘法运算单元103、二号减法运算单元104、二号乘法运算单元105、三号减法运算单元106、电流调节器107、两相旋转坐标到两相静止坐标变换单元108、编码器112、Clarke变换单元113、Park变换单元114和转速位置计算单元115，

Clarke变换单元113对步骤一中所述实际三相电流i_a、i_b、i_c进行变换，得到实际α轴电流i_α和实际β轴电流i_β，Park变换单元114对实际α轴电流i_α和实际β轴电流i_β进行变换得到实际d轴电流i_d和实际q轴电流i_q；

编码器112采集永磁同步电机的位移信号并进行处理后得到电机实际转速ω_e，转速位置计算单元115对电机实际转速ω_e进行处理获得电机的电角度θ_e；

一号减法运算单元101将转速指令ω_e ^*与电机实际转速ω_e作差得到转速差Δω_e，转速差Δω_e经过速度调节器102得到电流指令i_sref，电流指令i_sref与电流指令角度θ的余弦值cosθ经过一号乘法运算单元103运算得到d轴电流指令i_d ^*，电流指令i_sref与电流指令角度θ的正弦值sinθ经过二号乘法运算单元105运算得到q轴电流指令i_q ^*，d轴电流指令i_d ^*与实际d轴电流i_d经过二号减法运算单元104计算得到d轴电流差Δi_d，q轴电流指令i_q ^*与实际q轴电流i_q经过三号减法运算单元106计算得到q轴电流差Δi_q，d轴电流差Δi_d与q轴电流差Δi_q经过电流调节器107计算得到d轴电压指令u_d ^*和q轴电压指令u_q ^*，d轴电压指令u_d ^*、q轴电压指令u_q ^*和电机的电角度θ_e经过两相旋转坐标到两相静止坐标变换单元108得到α轴电压指令u_α ^*和β轴电压指令u_β ^*。

图1中最优化电压边界过调制策略通过PWM模块109实现。α轴电压指令u_α ^*和β轴电压指令u_β ^*经过PWM模块109得到脉冲信号P1，脉冲信号经过三相无电解电容驱动器110得到实际A相电流i_a、实际B相电流i_b、实际C相电流i_c。

实施例：在无电解电容永磁同步电机驱动系统平台上验证本发明提出的最优化电压边界过调制策略的有效性。实验平台的各项参数设置为：电网电压380V，电网频率50Hz，直流母线电容为薄膜电容，容值为50μF，电机d轴电感35mH，q轴电感54mH，转子磁链0.86Wb，转子极对数为3，额定功率为2.2kW，额定转速为1000r/min，定子电阻为2.75Ω。实验中所有的控制算法均在ARM STM32F103中完成的。开关频率和电流电压采样值更新频率均设为6kHz。

由图2和图3对比可以看出，本发明控制方法使电机的转矩波动，转速波动，q轴电流波动明显变小。

由图4和图5对比可以看出，本发明控制方法使电机输出电压矢量相位未发生跳变、退回现象。

综上所述，本发明解决了永磁同步电机输出电压矢量相位的跳变、退回和转矩脉动较大的问题。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。