具体实施方式

如图1所示和图2所示，本发明由三相交流电模块56、两电平电压源逆变器20、导通脉冲修正模块23、带过流保护的驱动控制模块30、无差拍预测直接功率控制系统50、参考速度给定模块55以及不对称SVPWM模块60组成，与包含有开关磁阻电机11的开关磁阻电机系统10相连接，对开关磁阻电机系统10中的开关磁阻电机11进行控制。其中，三相交流电模块56接入外部电源，输出三相交流电压e_a,e_b,e_c和电流i_a,i_b,i_c，三相交流电模块56的输出端分别连接两电平电压源逆变器20和无差拍预测直接功率控制系统50，将三相交流电压e_a,e_b,e_c输入到两电平电压源逆变器20，将三相交流电压e_a,e_b,e_c和电流i_a,i_b,i_c共同输入到无差拍预测直接功率控制系统50中。两电平电压源逆变器20输出直流母线电压U_dc，输出端连接开关磁阻电机系统10的输入端，将直流母线电压U_dc输入到开关磁阻电机系统10，作为开关磁阻电机系统10的第一个输入。开关磁阻电机系统10的第二个输入是由带过流保护的驱动控制模块30输入的开关驱动信号S_i，开关磁阻电机系统10的输出是位置角θ、速度ω和相电流i_m。

开关磁阻电机系统10的输出端分别连接导通脉冲修正模块23、带过流保护的驱动控制模块30和无差拍预测直接功率控制系统50的输入端，其中，速度ω分别输入到导通脉冲修正模块23和无差拍预测直接功率控制系统50中，位置角θ和相电流i_m共同输入到带过流保护的驱动控制模块30中。导通脉冲修正模块23的输出端依次连接带过流保护的驱动控制模块30和开关磁阻电机系统10，导通脉冲修正模块23输出的是修正后的导通脉冲θ’_on，θ’_off，该修正后的导通脉冲θ’_on，θ’_off输入到带过流保护的驱动控制模块30中，带过流保护的驱动控制模块30输出开关驱动信号S_i到开关磁阻电机系统10中。

参考速度给定模块55的输出端连接无差拍预测直接功率控制系统50的输入端，参考速度给定模块55输出的参考速度ω*到无差拍预测直接功率控制系统50中，无差拍预测直接功率控制系统50输出的是电压矢量u_α,u_β。无差拍预测直接功率控制系统50的输出端依次连接不对称SVPWM模块60和两电平电压源逆变器20，电压矢量u_α,u_β输入到不对称SVPWM模块60，不对称SVPWM模块60输出的是开关信号S_j，该开关信号S_j输入到两电平电压源逆变器20中。

如图2所示，开关磁阻电机系统10由开关磁阻电机11、位置检测模块12、速度计算模块13、电流检测模块14和不对称半桥变换器15组成。开关磁阻电机系统10以直流母线电压U_dc，开关驱动信号S_i为输入，以位置角θ、速度ω和相电流i_m为输出。不对称半桥变换器15的输出端分别连接开关磁阻电机11和电流检测模块14的输入端，开关磁阻电机11的输出端经位置检测模块12连接速度计算模块13，直流母线电压U_dc和开关驱动信号S_i输入不对称半桥变换器15中，开关驱动信号S_i是电压为15V的方波驱动信号，用来控制不对称半桥变换器15中对应相的功率开关器件的通断，实现各相的通断，从而将外界提供的直流母线电压U_dc施加在导通相的绕组上，激励相绕组使开关磁阻电机11旋转。位置检测模块12利用安装在电机上的位置传感器输出位置角θ信号。速度计算模块13利用位置检测模块12输出的位置角θ信号计算出速度ω。电流检测模块14利用串联在功率变换器电路上的电流传感器输出相电流i_m信号。

如图3所示，两电平电压源逆变器20用于稳压整流和功率因数校正，其由滤波电阻R_g、滤波电感L_g、6个IGBT开关管S_a1，S_a2，S_b1，S_b2，S_c1，S_c2以及滤波电容C_dc组成，其输入为三相交流电压e_a，e_b，e_c，以及IGBT开关管的开关信号S_j，输出为直流母线电压U_dc，输出端串联开关磁阻电机系统10的输入端，直流母线电压U_dc作为开关磁阻电机系统10的第一个输入。通过两电平电压源逆变器20可将三相交流电压e_a，e_b，e_c转换为直流母线电压U_dc。滤波电阻R_g和滤波电感L_g串联，滤波电感L_g分别与a，b，c三相的上IGBT开关管的发射极和下IGBT开关管的集电极相连。a，b，c三相的上IGBT开关管的集电极接电源正端，下IGBT开关管的发射极接电源负端。IGBT开关管的栅极由输入的开关信号S_j(j＝a1,a2,b1,b2,c1,c2)分别控制。滤波电容C_dc的正极接电源正端，负极接电源负端。

根据开关磁阻电机11的基本电路，可得其电压平衡方程可以写为：

其中，U_m,，R_m分别为m相的母线电压和绕组电阻；磁链ψ_m(i_m,θ)是关于相电流i_m和转子位置θ的函数，且可用m相电感L_m(i_m,θ)与相电流i_m的乘积来表示：

ψ_m＝ψ_m(i_m,θ)＝L_m(i_m,θ)i_m (2)

由于开关磁阻电机11的磁路饱和非线性，相电感L_m(i_m,θ)也与相电流i_m和转子位置θ相关。将式(2)带入(1)可得到：

从式(3)可以看出，第m相相电压与其电路中的三部分电压降相平衡，包括电阻压降(公式第一项)、变压器电动势，即因电流变化引起磁链变化而感应的电动势(公式第二项)和运动电动势，即因转子位置改变引起绕组中磁链变化而感应的电动势(公式第三项)。其中变压器电动势转化为储存在磁场中的能量，运动电动势转化为机械能量并通过电机轴输出。在最大电感区之前，如果同时关闭一个相位的开关，一部分磁场储能转化为机械能，其余的在退磁过程中回流到母线电容器上，引起电压波动。此外，根据式(3)可以发现，当电机速度ω越高，在m相施加的直流母线电压U_m,＝U_dc且不变时，电流增大的速度di/dt越慢，相应的，在固定的时间内电流的峰值就越小。因此，为了快速建立电流，需要在最小电感区将导通角θ_on提前，以提高电机的性能。也就是说，导通角θ_on会根据电机速度ω进行部分调节。在一定速度范围内，速度ω越大，导通角θ_on提前的越多，即θ_on值越小。如图4所示，经过对某一四相开关磁阻电机的实验，得出该电机在一定速度范围，获得最好运行性能时对应的导通角θ_on，导通角θ_on与速度ω的关系图如图4所示。将不同速度ω下，获得最好运行性能时对应的导通角θ_on生成一个查表模块，便可以根据预定义的导通角θ_on，关断角θ_off和速度ω，得到修正后的导通脉冲θ’_on，θ’_off，这就形成了导通脉冲修正模块23。如图1所示，导通脉冲修正模块23的输入为预先设定的导通角θ_on、关断角θ_off和实时电机速度ω，输出为修正后的导通脉冲θ’_on，θ’_off。修正后的导通脉冲θ’_on，θ’_off输入到带过流保护的驱动控制模块30中。实际控制中，通常固定关断角θ_off，只对导通角θ_on进行修正。

如图5所示，带过流保护的驱动控制模块30由逻辑判断模块31、过流保护模块32以及逻辑与模块33构成。其中，逻辑判断模块31的输入是导通脉冲修正模块23输出的修正后的导通脉冲θ’_on，θ’_off以及开关磁阻电机系统10输出的位置角θ，逻辑判断模块31对输入的导通脉冲θ’_on，θ’_off位置角θ通过逻辑判断，输出方波信号S₁：

过流保护模块32的输入是开关磁阻电机系统10输出的相电流i_m以及预定义的电流最大限制值i_max，过流保护模块32对相电流i_m以及电流最大限制值i_max，通过逻辑判断，输出方波信号S₂：

逻辑判断模块31和过流保护模块32的输出端均连接逻辑与模块33的输入端，逻辑与模块33根据逻辑判断模块31和过流保护模块32分别输出的方波信号S₁，S₂，通过逻辑与判断，输出开关磁阻电机系统10中功率开关器件所需的开关驱动信号S_i。因此，带过流保护的驱动控制模块30以修正后的导通脉冲θ’_on，θ’_off，位置角θ，相电流i_m以及预定义的电流最大限制i_max为输入，输出开关驱动信号S_i。

如图6所示，无差拍预测直接功率控制系统50由Clarke变化模块51、瞬时瞬时功率计算模块52、无差拍预测直接功率控制模块53和PI速度控制器54组成。PI速度控制器54、Clarke变化模块51的输出端分别连接瞬时瞬时功率计算模块52、无差拍预测直接功率控制模块53。

在开关磁阻电机11中，通过控制直流母线电压可以直接控制电机转速，因此，将参考速度给定模块55输出的参考速度ω*和开关磁阻电机系统10输出的速度ω作差，其差值Δω输入到PI速度控制器54，PI速度控制器54输出参考有功功率P*，参考有功功率P*输入到无差拍预测直接功率控制模块53中，用于驱动系统的速度调节。如果Δω大于零，则通过提高直流母线电压U_dc来增加P*以提高电机速度；反之，则通过降低直流母线电压U_dc来降低P*以降低电机速度。在功率因数校正的控制方案中，参考无功功率Q*始终为零。为了跟踪参考功率P*，采用无差拍预测直接功率控制的方法。

三相交流电模块56输出的三相交流电压e_a,e_b,e_c和电流i_a,i_b,i_c输入Clarke变化模块51中，Clarke变化模块51将从三相交流电模块56中采样的三相交流电压e_a,e_b,e_c和电流i_a,i_b,i_c转换为在两相静止的αβ坐标系下的电压e_α,e_β和电流i_α,i_β，其中，电压e_α,e_β和电流i_α,i_β输入到瞬时功率计算模块52中，电压e_α,e_β输入到无差拍预测直接功率控制模块53中。瞬时功率计算模块52根据瞬时功率理论，得到瞬时有功功率p和无功功率q：

其中，e_α,e_β分别为交流电压在α和β轴的分量，i_α,i_β分别为交流电流在α和β轴的分量。

建立有功功率p和无功功率q的动态方程如下：

其中：

E_m和w＝2πf是交流电源的幅度和角频率。

建立两电平电压源逆变器20在两相静止αβ坐标系下的数学模型：

其中，e_αβ,i_αβ,u_αβ,R_g,L_g分别为交流电压，交流电流，整流电压，滤波电阻及电感。

分解公式(12)，得到交流电流i_α,i_β的微分方程如下：

将式(10)-(14)代入式(8)，(9)，得到瞬时有功功率p和无功功率q的动态方程为：

无差拍控制的核心是通过假设系统在每个控制周期结束时达到预期行为来计算所需变量，即k+1时刻的瞬间功率等于k时刻的参考功率，即p^k+1＝P*，q^k+1＝Q*。因此，通过在k时刻对(15)和(16)应用正向Euler离散化来计算使k+1时刻有功功率和无功功率达到P*和Q*的电压矢量，得到：

其中：

T_s为采样周期，滤波电阻及电感R_g,L_g为常数，一般取1-10kΩ和1-10mH。

因此，无差拍预测直接功率控制模块53通过输入的瞬时有功功率p和无功功率q，交流电压在α和β轴的分量e_α,e_β，以及参考有功功率P*和参考无功功率Q*便可以输出用于跟踪参考功率P*和Q*的电压矢量u_α,u_β。因此，无差拍预测直接功率控制模块50的输入为三相交流电模块56输出的交流电压e_a,e_b,e_c和电流i_a,i_b,i_c，参考速度给定模块55输出的参考速度ω*和开关磁阻电机系统10输出的实时速度ω，输出为用于跟踪参考功率P*和Q*的电压矢量u_α,u_β。无差拍预测直接功率控制模块53的输出端连接不对称SVPWM模块60，将电压矢量u_α,u_β输入到不对称SVPWM模块60中。

如图7所示，利用电压矢量u_α,u_β输出用于控制两电平电压源逆变器20中IGBT开关管S_a1，S_a2，S_b1，S_b2，S_c1，S_c2通断的开关信号S_j。传统SVPWM中，为了合成计算u_α,u_β，应该将其分解为根据扇区判断选择的两个相邻基向量，每个基向量的作用是通过调整它们的驻留时间来控制的。8个基电压矢量和扇区划分如图7所示。假设所需的u_α,u_β位于扇区Ⅰ内，则每个基向量的开关序列和分配的驻留时间图如下表1所示：

表1

t₀、t₁、t₂分别表示向量u0、u1、u2的驻留时间。为了IGBT开关管不必要的开、关动作，对各扇区基矢量的开关顺序进行了固定和预先定义。在控制周期中，开关序列以零向量(000)开始和结束，因此每个IGBT开关管的开关频率等于控制频率，另一个零向量(111)应用于控制周期的中间。在每个控制期间有七种开关模式。

为了减少开关损耗，本发明采用半开关频率的调制方法来合成从无差拍预测直接功率控制模块50中获得的期望电压矢量u_α,u_β。在基矢量的驻留时间计算之前，改进的调制方法的各个步骤与传统的调制方法相同。下表2和表3分别是连续的两个期望矢量分别位于相同扇区和不同扇区时改进的不对称SVPWM方法的开关序列：

表2

表3

与传统的SVPWM不同，增强的不对称SVPWM只在一个周期T_s中执行一次选定的基矢量。开关序列从一个零电压矢量(000)开始，以另一个零电压矢量(111)结束。在接下来的周期T_s中，序列的起始矢量与上一个周期T_s结束时实现的矢量相同。与传统的SVPWM相比，增强的不对称SVPWM使基矢量的驻留时间增加了一倍。虽然脉冲激励在一个控制周期内是不对称的，但由于占空比在两个连续的控制周期内变化不大，所以在两个连续的控制周期内，脉冲激励近似对称。采用这种调制方式，开关频率可降至传统调制方式的50％，降低开关频率。这意味着在一个控制周期T_s内所需电压矢量的实现效果可以等效于几个基矢量的实现效果。

如图1所示，本发明工作时，三相交流电模块56输出的三相交流电压e_a,e_b,e_c通过两电平电压源逆变器20输出稳定的直流母线电压U_dc，直流母线电压U_dc作为开关磁阻电机系统10的输入，为开关磁阻电机11的绕组提供激励电压，从而驱动开关磁阻电机11转动。

本发明中导通脉冲修正模块23可根据电机速度ω修正导通角θ_on，使得电流建立速度快，减少了退磁时引起电压波动，保证电机获得最好的运行性能；带过流保护的驱动控制模块30将过流保护与驱动控制结合起来，防止因导通角θ_on提前后产生过大的激励电流，改善电流曲线，提高功率因数和电能质量。无差拍预测直接功率控制模块50通过调节前端的有功功率P*来控制开关磁阻电机11的速度ω，从而消除了直流母线电压控制环路，有效地简化了整个控制方案，实现直流母线电压的无级调整和功率因数校正，同时，其输出的电压矢量u_α,u_β经过不对称SVPWM模块60可双向操纵两电平电压源逆变器20中的能量流以获得快速的速度调节。此外，无差拍预测直接功率控制模块53利用在静止αβ坐标系中推导的功率模型来计算所需的整流器电压矢量，而无需进行旋转变换，降低了系统的控制复杂度。不对称SVPWM模块60可降低开关频率，减少开关损耗。

本发明利用在开关磁阻电机11中，控制直流母线电压可以直接控制电机转速的特性，不仅可以实现稳定且增强的直流母线电压，而且可以通过双向操纵两电平电压源逆变器中的能量流来确保快速的速度调节。本发明中功率跟踪参考值是通过无差拍预测直接功率控制获得，确保了系统控制的准确性。