阅读说明：本技术 一种带隙基准电压高速上电防过冲电路 (High-speed electrification overshoot-prevention circuit for band-gap reference voltage ) 是由 王述前 龙冬庆 于 2019-03-06 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种带隙基准电压高速上电防过冲电路,包括：主电路、启动模块、输出模块、滤波延时控制模块。本发明通过滤波延时控制模块滤除在启动阶段产生的过冲电流,并将其转换为延时后的电压信号,然后利用单级放大器检测该电压信号,最终控制输出模块,进而减弱或消除输出电压的过冲,使其保持稳定。此外,在滤波延时控制模块中采用单级放大器来做阈值检测电路,相比于采用反相器,单级放大器具有放大倍数高,检测精度高,动态功耗小等优点。另外由于第十一开关管为电流源连接,其栅极电压恒定,由工艺偏差引起的阈值电压的变化对其检测精度影响可以忽略不计。(The invention discloses a high-speed electrification overshoot-prevention circuit for band-gap reference voltage, which comprises: the device comprises a main circuit, a starting module, an output module and a filtering delay control module. The invention filters the overshoot current generated in the starting stage through the filtering delay control module, converts the overshoot current into the delayed voltage signal, then detects the voltage signal by using the single-stage amplifier, and finally controls the output module, thereby weakening or eliminating the overshoot of the output voltage and keeping the overshoot stable. In addition, a single-stage amplifier is adopted in the filtering delay control module to serve as a threshold detection circuit, and compared with a phase inverter, the single-stage amplifier has the advantages of being high in amplification factor, high in detection precision, small in dynamic power consumption and the like. In addition, because the eleventh switching tube is connected with a current source, the grid voltage of the eleventh switching tube is constant, and the influence of the change of the threshold voltage caused by process deviation on the detection precision of the eleventh switching tube can be ignored.)

一种带隙基准电压高速上电防过冲电路

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，特别涉及一种带隙基准电压高速上电防过冲电路。

背景技术

带隙基准电压电路是所有电子系统中非常重要的一部分，它为电子系统内其他电路提供精确和稳定的参考电压。因此带隙基准电压电路的精度，速度和稳定性显得尤为重要。然而，在高速上电时，受带隙基准电压电路其反馈环路建立时间限制，导致其输出电压会有很大的过冲，在给升压电路提供参考源时，电路中高压部分的器件会有击穿风险。在传统的解决方案中，通过增大电流来加快系统环路的建立时间，从而改善快速启动时输出电压过冲现象。但是，这样会带来另外的问题，功耗过大和环路稳定性风险，并且很难完全消除过冲电压。

发明内容

为了解决现有技术的问题，本发明实施例提供了一种带隙基准电压高速上电防过冲电路。所述技术方案如下：

一方面，本发明实施例提供了一种带隙基准电压高速上电防过冲电路，包括：主电路，与电源连接，用于根据电源提供的电源电压输出带隙基准电压；

主电路，与电源连接，用于输出基准电流；

启动模块，与主电路连接，用于启动主电路；

输出模块，与主电路连接，用于根据主电路提供的基准电流输出所需规格的带隙基准电压；

滤波延时控制模块，分别与主电路和输出模块连接，用于采集主电路在启动阶段所产生的过冲信号，并根据采集到的过冲信号来延时输出模块对主电路进行采样，以避免采样到主电路产生的过冲信号。

在本发明实施例上述的带隙基准电压高速上电防过冲电路中，所述主电路包括：第一开关管、第二开关管、第一电阻、第三开关管、第四开关管、运算放大器，

第一开关管的源极和栅极接地，第一开关管的漏极与第一电阻的一端连接，第一电阻的另一端分别与运算放大器的同相输入端、第三开关管的漏极连接，第三开关管的栅极分别与运算放大器的输出端、第四开关管的栅极连接，第三开关管的源极与电源连接，

第二开关管的源极和栅极接地，第二开关管的漏极分别与运算放大器的反相输入端、第四开关管的漏极连接，第四开关管的源极与电源连接，

运算放大器的输出端还分别与启动模块、输出模块、滤波延时控制模块连接。

在本发明实施例上述的带隙基准电压高速上电防过冲电路中，所述启动模块包括：第五开关管、第六开关管、第二电阻，

第五开关管的漏极与运算放大器的输出端连接，第五开关管的源极接地，第五开关管的栅极分别与第二电阻的一端、第六开关管的漏极连接，第二电阻的另一端与电源连接，第六开关管的源极接地，第六开关管的栅极与输出模块连接。

在本发明实施例上述的带隙基准电压高速上电防过冲电路中，所述输出模块包括：第七开关管、第三电阻、第八开关管、第九开关管，

第七开关管的源极和栅极接地，第七开关管的漏极与第三电阻的一端连接，第三电阻的另一端分别与第八开关管的漏极、第六开关管的栅极连接，第八开关管的栅极与滤波延时控制模块连接，第八开关管的源极与第九开关管的漏极连接，第九开关管的栅极与运算放大器的输出端连接，第九开关管的源极与电源连接，第三电阻的另一端与第八开关管的漏极之间设置有供与负载连接的输出端口。

在本发明实施例上述的带隙基准电压高速上电防过冲电路中，所述滤波延时控制模块包括：第十开关管、第十一开关管、第十二开关管、电容，

第十开关管的源极接地，第十开关管的栅极分别与第十二开关管的漏极、电容的上极板连接，电容的下极板接地，第十开关管的漏极分别与第十一开关管的漏极、第八开关管的栅极连接，第十一开关管的栅极与运算放大器的输出端连接，第十一开关管的源极与电源连接，第十二开关管的栅极与运算放大器的输出端连接，第十二开关管的源极与电源连接。

在本发明实施例上述的带隙基准电压高速上电防过冲电路中，所述第八开关管为N型MOS管或者P型MOS管。

在本发明实施例上述的带隙基准电压高速上电防过冲电路中，所述电容为MIM电容或者MOS电容。

本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：

通过延时控制模块采样主电路在启动阶段产生的过冲信号时，控制延时输出模块对主电路的采样进行延时，延时时间可控，进而可以等过冲信号过去之后，再来控制输出模块进行采样，这样可以减弱或消除输出电压的过冲，使输出模块电压输出稳定。此外，在滤波延时控制模块中采用单级放大器来做阈值检测电路，相比于采用反相器，单级放大器具有放大倍数高，检测精度高，动态功耗小等优点。另外由于第十一开关管为电流源连接，其栅极电压恒定，由工艺偏差引起的阈值电压的变化对其检测精度影响可以忽略不计。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例一提供的一种带隙基准电压高速上电防过冲电路的电路图；

图2是本发明实施例一提供的一种第八开关管栅极控制电压Vfb的示意图；

图3是本发明实施例一提供的一种带隙基准电压高速上电防过冲电路的输端输出电压VBG_OUT的示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例一

本发明实施例提供了一种带隙基准电压高速上电防过冲电路，适用于输出无过冲的带隙基准电压，参见图1，该带隙基准电压高速上电防过冲电路可以包括：

主电路10，与电源VCC连接，用于根据电源VCC提供的电源电压输出带隙基准电压。

启动模块20，与主电路10连接，用于启动主电路10。

输出模块30，与主电路10连接，用于根据主电路10提供的带隙基准电压输出所需规格的带隙基准电压。

延时控制模块40，分别与主电路10和输出模块30连接，用于采集主电路10在启动阶段所产生的过冲信号，并根据采集到的过冲信号来延时输出模块30对主电路10进行采样，以避免采样到主电路10产生的过冲信号，实现控制输出模块30进行稳定输出。

在本实施例中，通过延时控制模块40采样主电路10在启动阶段产生的过冲信号时，控制延时输出模块30对主电路10的采样进行延时，延时时间可控，进而可以等过冲信号过去之后，再来控制输出模块30进行采样，这样可以减弱或消除输出电压的过冲，使输出模块30电压输出稳定。

具体地，参见图1，主电路10包括：第一开关管Q1、第二开关管Q2、第一电阻R1、第三开关管PM1、第四开关管PM2、运算放大器P，

第一开关管Q1的源极和栅极接地，第一开关管Q1的漏极与第一电阻R1的一端连接，第一电阻R1的另一端分别与运算放大器P的同相输入端、第三开关管PM1的漏极连接，第三开关管PM1的栅极分别与运算放大器P的输出端、第四开关管PM2的栅极连接，第三开关管PM1的源极与电源VCC连接，

第二开关管Q2的源极和栅极接地，第二开关管Q2的漏极分别与运算放大器P的反相输入端、第四开关管PM2的漏极连接，第四开关管PM2的源极与电源VCC连接，

运算放大器P的输出端还分别与启动模块20、输出模块30、滤波延时控制模块40连接。

进一步地，参见图1，启动模块20包括：第五开关管NM1、第六开关管NM2、第二电阻R3，

第五开关管NM1的漏极与运算放大器P的输出端连接，第五开关管NM1的源极接地，第五开关管NM1的栅极分别与第二电阻R3的一端、第六开关管NM2的漏极连接，第二电阻R3的另一端与电源VCC连接，第六开关管NM2的源极接地，第六开关管NM2的栅极与输出模块30连接。

进一步地，参见图1，输出模块30包括：第七开关管Q3、第三电阻R2、第八开关管PM6b、第九开关管PM3，

第七开关管Q3的源极和栅极接地，第七开关管Q3的漏极与第三电阻R2的一端连接，第三电阻R2的另一端分别与第八开关管PM6b的漏极、第六开关管NM2的栅极连接，第八开关管PM6b的栅极与滤波延时控制模块40连接，第八开关管PM6b的源极与第九开关管PM3的漏极连接，第九开关管PM3的栅极与运算放大器P的输出端连接，第九开关管PM3的源极与电源VCC连接，第三电阻R2的另一端与第八开关管PM6b的漏极之间设置有供与负载连接的输出端口。

进一步地，参见图1，滤波延时控制模块40包括：第十开关管NM3b、第十一开关管PM5b、第十二开关管PM4b、电容C1b，

第十开关管NM3b的源极接地，第十开关管NM3b的栅极分别与第十二开关管PM4b的漏极、电容C1b的上极板连接，电容C1b的下极板接地，第十开关管NM3b的漏极分别与第十一开关管PM5b的漏极、第八开关管PM6b的栅极连接，第十一开关管PM5b的栅极与运算放大器P的输出端连接，第十一开关管PM5b的源极与电源VCC连接，第十二开关管PM4b的栅极与运算放大器P的输出端连接，第十二开关管PM4b的源极与电源VCC连接。

在本实施例中，滤波延时控制模块40主要是由延时检测电路(由第十二开关管PM4b和电容C1b构成)和阈值检测电路(由第十开关管NM3b和第十一开关管PM5b构成)，其中，延时检测电路利用电容两端电压不能突变原理滤除高速上电时其尖峰电流Ic并将其转换为电压Vcb，提供给阈值检测电路，阈值检测电路检测电容两端电压Vcb，判断电流以及环路是否稳定，并且输出控制信号Vfb提供给输出电路30中的第八开关管PM6b，以控制第八开关管PM6b的开关，来控制输出电路30的输出端输出电压VBG_OUT的稳定。

需要说明的是，单级放大器(由第十开关管NM3b和第十一开关管PM5b构成)来做阈值检测电路相比于采用反相器，单级放大器具有放大倍数高，检测精度高，输出阻抗大，转换速度快，功耗小等优点。另外由于第十一开关管PM5b为电流源连接(即第十一开关管PM5b的栅极与与运算放大器P的输出端连接)，其栅极电压的变化对其检测精度影响几乎可以忽略不计。

参见图2，阈值检测电路输出控制信号Vfb，相较于采用反相器，在采用单级放大器时，其转换速度更快，在不同的工艺，温度和电压下，其转换时间分布更为收敛。参见图3，输出电路30的输出端输出电压VBG_OUT的构建时间，相较于采用反相器，在采用单级放大器时，在不同的工艺，温度和电压下，其建立时间ΔT2分布更收敛。

可选地，第八开关管PM6b不限于N型MOS管、P型MOS管，电容C1b不限于MIM电容、MOS电容。

下面介绍一下该带隙基准电路的上电过程：

当电源VCC刚开始供电时，输出模块30的输出端无输出电压，致使第六开关管NM2关闭，第五开关管NM1的栅极通过第二电阻R3与电源VCC连接，随着VCC上升，第五开关管NM1的栅极电压也慢慢上升，当电压足以使第五开关管NM1导通时，运算放大器P的输出端电压将小于VCC(运算放大器P的输出端的初始电压为VCC)，此时主电路10脱离“0”稳态，正常工作；

随着主电路10启动，输出模块30的输出端输出的基准电压VBG_OUT也慢慢增大，当VBG_OUT增大到足以使第六开关管NM2开启时，第六开关管NM2将第五开关管NM1的栅极端电压拉至地，NM1关闭，启动电路20关闭，主电路10仍正常工作；

主电路10启动候，PM1和PM2产生电流，第九开关管PM3通过镜像PM1和PM2的电流，在第三电阻R2上产生压降，输出模块30输出所需规格的基准电压VBG_OUT。

在启动时，由于运算放大器P的输出端的初始电压为VCC，当NM1导通瞬间，该电压会瞬间降低(约为1/2VCC)，此时PM1和PM2的VGS值较大，流过PM1和PM2的电流较大，而稳定工作的VGS并没有1/2VCC，所以在电路上电过程中，流过PM1和PM2的电流会出现过冲，此电流过冲会直接反映在第三电阻R2的压降上，导致VBG_OUT的波形出现过冲。

为了解决上述过冲问题，当运算放大器P的输出端电压突然下降，此时流过第十二开关管PM4b的电流出现过冲，电容C1b上的压降升高，当C1b上的电压达到单级放大器(由第十开关管NM3b和第十一开关管PM5b构成)的翻转电压时，单级放大器输出低电平，致使第八开关管PM6b的栅极电压为低，第八开关管PM6b关闭，VBG_OUT保持低电平，当运算放大器P的输出端的电压趋于稳定后，流过第十二开关管PM4b的电流正常，此时C1b上的电压较低，单级放大器输出高电平，第八开关管PM6b开启，VBG_OUT正常输出。

通过合理设置PM6A的尺寸、C0的大小、单级放大器的尺寸，即可在保证输出电压VBG_OUT的建立时间，又可削弱输出电压VBG_OUT的过冲。

本发明实施例通过延时控制模块采样主电路在启动阶段产生的过冲信号时，控制延时输出模块对主电路的采样进行延时，延时时间可控，进而可以等过冲信号过去之后，再来控制输出模块进行采样，这样可以减弱或消除输出电压的过冲，使输出模块电压输出稳定。此外，在滤波延时控制模块中采用单级放大器来做阈值检测电路，相比于采用反相器，单级放大器具有放大倍数高，检测精度高，动态功耗小等优点。另外由于第十一开关管为电流源连接，其栅极电压恒定，由工艺偏差引起的阈值电压的变化对其检测精度影响可以忽略不计。

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。