阅读说明：本技术 一种共中线拓扑开绕组异步电机驱动控制方法 (common neutral line topology open winding asynchronous motor drive control method ) 是由 杨淑英 胡晓海 符焕 谢震 张兴 于 2019-09-12 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种共中线拓扑开绕组异步电机驱动控制方法,所述共中线拓扑将两个独立直流母线中点通过中线相连形成共中线结构,使得两个逆变器之间存在公共参考点,消除了高频脉动,提升了系统的安全性。同时它还具备共直流母线所不具备的多源混合驱动能力,保留了独立母线配置的灵活性。本发明所述驱动控制方法实现了对共中线开绕组结构中电容C1电压的控制,使其稳定在固定的一个值不发生偏移,从而系统能够稳定运行,提升了系统的驱动性能。(The invention discloses a common neutral line topology open winding asynchronous motor driving control method, wherein the common neutral line topology connects the midpoints of two independent direct current buses through a neutral line to form a common neutral line structure, so that a common reference point exists between two inverters, high-frequency pulsation is eliminated, and the safety of a system is improved.)

一种共中线拓扑开绕组异步电机驱动控制方法

技术领域

本发明属于电力电子领域电驱动技术，具体涉及到一种共中线拓扑结构的开绕组异步电机的驱动控制方法。

背景技术

为了保护环境、优化能源消费结构，在系列政策的激励下，新能源汽车得到快速发展。电驱动系统作为新能源汽车动力核心，其性能至关重要。OEWM(开绕组)作为电驱动拓扑之一，由于它具有较高的直流电压利用率，能够实现多源混合驱动，受到人们的广泛关注。此外，一系列研究表明，OWEM具备多电平效果、高电压利用率、容错运行能力等优点。相比于2L-VSI的0.159的开关利用率，OWEM0.138的利用率使其相对成本仅提升了15％，但却大幅提升了电机的功率密度(IM73％，IPM300％)，和转矩输出能力，并且有相关的研究表明OWEM故障冗余代价最低。OEWM的研究热点主要集中在独立直流母线结构和共直流母线结构，但独立直流母线结构母线间存在高频脉动，引发安全性问题，共直流母线结构无法实现多源混合驱动。而新型的共中线开绕组结构结合了两者的优点，没有母线间的高频电压，能够实现多源混合驱动，是新能源汽车驱动的一种理想方案，但是对其驱动控制方法缺乏研究。

针对以上的开绕组电机驱动控制方法，国内外展开了一系列研究。

题为“High Performance Power Converter for Combined Batteries-Supercapacitor Systems”(高性能功率变换器电源-电容混合结构系统，2018年电机国际会议，ICEM)的文章。该文针对独立直流母线结构中的电源电容混合驱动系统，将蓄电池和超级电容两种不同功率和能量特性的储能单元配置在两逆变器的直流侧，实现了不同能源的优化混合。然而母线间存在高频脉动，引发安全性问题。

题为“双逆变器SVPWM调制策略及零序电压抑制方法”.(中国电机工程学报，2016年第36卷第四期1042-1049页)的文章。该文针对共直流母线的零序环流问题，重新分配了零矢量的作用时间，实现了零序环流抑制。但是共母线无法实现多源混合驱动，无法满足新能源汽车混合驱动要求。

题为“Power Enhancement of Dual Inverter for Open-end Permanent MagnetSynchronous Motor”(开绕组永磁电机功率增强，2013年IEEE会议，APEC)的文章。该文提及了共中线开绕组结构的优势，但没有对其驱动控制策略进行研究。

综上所述，关于开绕组电机驱动的现有技术中还存在着以下问题：

1、研究的内容主要在于共直流母线结构和独立直流母线结构的驱动控制，但共直流母线结构无法实现多源混合驱动，无法满足新能源汽车的需求。独立直流母线结构两母线间存在高频脉动，引发电磁兼容性问题；

2、共中线结构能够实现多源混合驱动并且母线间不存在高频脉动，电磁兼容性好，但缺乏对其驱动控制方法的研究。

发明内容

本发明公开了一种共中线拓扑开绕组异步电机的驱动控制方法，为新能源汽车的共中线结构的驱动控制进行了探索研究，弥补了这一领域的空白，在该驱动控制方法下实现了共中线结构滤波电容C1电压的控制，提升了系统的性能。

本发明的目的是这样实现的，本发明提供了一种共中线拓扑开绕组异步电机驱动控制方法，其中驱动控制方法所涉及的共中线拓扑开绕组异步电机的拓扑结构包括第一直流源E1、第二直流源E2、第一三相逆变器A1、第二三相逆变器A2、三相定子绕组D、中线I和4个滤波电容；将4个滤波电容分别记为滤波电容C1、滤波电容C2、滤波电容C3和滤波电容C4，滤波电容C1的一端接第一直流源E1的正极，滤波电容C2的一端接第一直流源E1的负极，滤波电容C1和滤波电容C2串联后与第一三相逆变器A1并联，滤波电容C1和滤波电容C2串联的公共接点记为点a；滤波电容C3的一端接第二直流源E2的正极，滤波电容C4的一端接第二直流源E2的负极，滤波电容C3和滤波电容C4串联后与第二三相逆变器A2并联，滤波电容C3和滤波电容C4串联的公共接点记为点b；所述中线I连接点a和点b，所述第一三相逆变器A1的输出端与三相定子绕组D的一端相连接，所述三相定子三相绕组D的另一端与第二三相逆变器A2相连接；

所述驱动控制方法为对滤波电容C1电压的控制,记滤波电容C1的电压为电容电压U₁，具体步骤如下：

步骤1，采集三相定子绕组i_a，i_b，i_c，电容电压U₁；

步骤2，将步骤1采集得到的三相定子绕组电流i_a，i_b，i_c通过三相静止坐标变换到两相静止坐标αβ0得到α轴电流i_α、β轴电流i_β、0轴电流i₀，再将α轴电流i_α、β轴电流i_β、0轴电流i₀通过两相静止坐标系变换到两相同步旋转坐标系dq0得到d轴电流i_d、q轴电流i_q、0轴电流i₀；

从三相静止坐标系变换到两相静止坐标系αβ0的变换公式为：

从两相静止坐标系变换到两相同步旋转坐标系的变换公式为：

其中，θ为给定的电流相位角；

步骤3，将采集的电容电压U₁与给定电压值做差得到电压差U_er，即

然后将电压差U_er经过PI调节器1得到0轴电流参考值

其表达式为：

式中,k_p为电压闭环控制的比例系数，k_i为电压闭环控制的积分系数，s为拉普拉斯算子；

步骤4，将步骤3得到的0轴电流参考值

与步骤2得到的0轴电流i₀做差得到0轴电流差i_0er，即

然后将0轴电流差i_0er经过PI调节器2得到0轴电压U₀；将步骤2得到的d轴电流i_d与给定d轴电流值

做差得到d轴电流差i_der,即

然后将d轴电流差i_der经过PI调节器3得到d轴电压U_d；将步骤2得到的q轴电流i_q与给定q轴电流值做差得到q轴电流差i_qer,即然后将q轴电流差i_qer经过PI调节器4得到q轴电压U_q；其表达式分别为：

其中，k_p0为0轴电流闭环控制的比例系数，k_i0为0轴电流闭环控制的积分系数，k_pd为d轴电流闭环控制的比例系数，k_id为d轴电流闭环控制的积分系数，k_pq为q轴电流闭环控制的比例系数，k_iq为q轴电流闭环控制的积分系数；

步骤5，将步骤4得到的d轴电压U_d、q轴电压U_q和0轴电压U₀通过PWM发波生成驱动第一三相逆变器A1的驱动信号S1和驱动第二三相逆变器A2的驱动信号S2。

相对于现有的共中线拓扑开绕组异步电机驱动技术，本发明的有益效果为：

1、在该驱动控制方法下，实现了共中线开绕组结构滤波电容C1电压的控制，使其稳定在固定的一个值不发生偏移；

2、共中线开绕组结构滤波电容C1电压的控制使系统能够稳定运行，提升了系统的安全性，对电机的驱动性能得到了提升。

附图说明

图1为本发明共中线拓扑开绕组异步电机的拓扑结构。

图2为本发明中两次坐标变换示意图。

图3为本发明共中线拓扑开绕组滤波电容C1电压的控制框图。

图4为本发明共中线拓扑开绕组滤波电容C1电压控制的仿真结果。

具体实施方式

参见图1，本发明所涉及的共中线拓扑开绕组异步电机的拓扑结构包括第一直流源E1、第二直流源E2、第一三相逆变器A1、第二三相逆变器A2、三相定子绕组D、中线I和4个滤波电容。

将4个滤波电容分别记为滤波电容C1、滤波电容C2、滤波电容C3和滤波电容C4。滤波电容C1的一端接第一直流源E1的正极，滤波电容C2的一端接第一直流源E1的负极，滤波电容C1和滤波电容C2串联后与第一三相逆变器A1并联，滤波电容C1和滤波电容C2串联的公共接点记为点a；滤波电容C3的一端接第二直流源E2的正极，滤波电容C4的一端接第二直流源E2的负极，滤波电容C3和滤波电容C4串联后与第二三相逆变器A2并联，滤波电容C3和滤波电容C4串联的公共接点记为点b；所述中线I连接点a和点b，所述第一三相逆变器A1的输出端与三相定子绕组D的一端相连接，所述三相定子三相绕组D的另一端与第二三相逆变器A2相连接。

在本实施例中，第一直流源E1的直流侧电压为400V，滤波电容C1容值为2048μF,滤波电容C2容值为2048μF。第二直流源E2的直流侧电压为400V，滤波电容C1容值为2048μF，滤波电容C2容值为2048μF。

参见图2和图3，所述驱动控制方法为对滤波电容C1电压的控制,记滤波电容C1的电压为电容电压U₁，具体步骤如下：

步骤1，采集三相定子绕组i_a，i_b，i_c，电容电压U₁。

步骤2，将步骤1采集得到的三相定子绕组电流i_a，i_b，i_c通过三相静止坐标变换到两相静止坐标αβ0得到α轴电流i_α、β轴电流i_β、0轴电流i₀，再将α轴电流i_α、β轴电流i_β、0轴电流i₀通过两相静止坐标系变换到两相同步旋转坐标系dq0得到d轴电流i_d、q轴电流i_q、0轴电流i₀。

从三相静止坐标系变换到两相静止坐标系αβ0的变换公式为：

从两相静止坐标系变换到两相同步旋转坐标系的变换公式为：

其中，θ为给定的电流相位角。

步骤3，将采集的电容电压U₁与给定电压值

做差得到电压差U_er，即

然后将电压差U_er经过PI调节器1得到0轴电流参考值

其表达式为：

式中,k_p为电压闭环控制的比例系数，k_i为电压闭环控制的积分系数，s为拉普拉斯算子。在本实例中

为200V，取k_p＝10，k_i＝0。

步骤4，将步骤3得到的0轴电流参考值

与步骤2得到的0轴电流i₀做差得到0轴电流差i_0er，即

然后将0轴电流差i_0er经过PI调节器2得到0轴电压U₀；将步骤2得到的d轴电流i_d与给定d轴电流值

做差得到d轴电流差i_der,即

然后将d轴电流差i_der经过PI调节器3得到d轴电压U_d；将步骤2得到的q轴电流i_q与给定q轴电流值做差得到q轴电流差i_qer,即

然后将q轴电流差i_qer经过PI调节器4得到q轴电压U_q；其表达式分别为：

其中，k_p0为0轴电流闭环控制的比例系数，k_i0为0轴电流闭环控制的积分系数，k_pd为d轴电流闭环控制的比例系数，k_id为d轴电流闭环控制的积分系数，k_pq为q轴电流闭环控制的比例系数，k_iq为q轴电流闭环控制的积分系数。

在本实例中k_p0＝100，k_i0＝0，k_pd＝150，k_id＝1000，k_pq＝150，k_iq＝1000。

步骤5，将步骤4得到的d轴电压U_d、q轴电压U_q和0轴电压U₀通过PWM发波生成驱动第一三相逆变器A1的驱动信号S1和驱动第二三相逆变器A2的驱动信号S2。

图4为本发明共中线拓扑开绕组滤波电容C1电压控制的仿真结果。第一直流源E1、第二直流源E2的直流侧电压均为400V，滤波电容C1给定电压值

为200V。从图4的仿真结果来看，滤波电容C1的电压值U₁稳定在给定电压值

且不发生偏差，说明了该驱动控制方法能够有效的稳定电容C1电压，提升系统的驱动性能。