阅读说明：本技术 一种超短波异频功率合路器 (ultrashort wave pilot frequency power combiner ) 是由 卜景鹏 官国阳 汪雄剑 严方勇 刘忠程 林�源 李艳香 林伟烁 于 2019-10-16 设计创作，主要内容包括：本发明提供一种超短波波段大功率移相器,大功率移相器采用数字移相架构,采用11个二级制电容组实现11bit的数字移相器,在30MHz最大移相达140度。由移相器为配相核心的电路配合跳频滤波器可以实现N路异频射频功率的合成,用于多个射频电台公用一个天线的场合。(The invention provides ultrashort wave band high-power phase shifters, wherein the high-power phase shifter adopts a digital phase shifting framework, 11 two-level capacitor banks are adopted to realize an 11-bit digital phase shifter, the maximum phase shifting reaches 140 degrees at 30MHz, and the phase shifter is a circuit matched with a phase matching core and matched with a frequency hopping filter, so that the synthesis of N paths of pilot frequency radio frequency power can be realized, and the phase shifter is used for occasions where a plurality of radio frequency radio stations share antennas.)

一种超短波异频功率合路器

技术领域

本发明涉及功率合路器领域，特别是一种超短波异频功率合路器。

背景技术

现代高数据率、高保密通信对通道的选择性和电磁兼容性提出了更高的要求。特别是在军事保密通信、陆地通信指挥设备、大型舰艇设备等，都有各种各样的大功率、多频段、跳频、扩频等各种无线通信设备的集成和共址架设，这就给系统的电磁兼容带来了严酷的考验。这些电磁干扰问题包括：1)临近信号的EMI问题：交叉调制、倒易混频、发射机的底部噪声；2)带外信号的EMI问题：发射机的杂波发射、接收机的失真响应；3)互调产物：包含结构性互调产物、发射机互调、接收机互调等。采用射频带通滤波器是解决带外干扰最有效的措施，滤波器允许有用信号通过，滤除其余无用的信号，无论是本站自干扰信号还是有意干扰信号，对于通信设备的正常工作起到至关重要的作用。现代通信出于保密性的要求要求射频频率可调，因而对于滤波器来说，要求滤波器具有可调谐能力，能够根据通信系统的工作频率自行调整滤波频带，实现动态滤波。

多工器是多个工作于不同滤波频带的滤波器组合，可以实现多频信号的合路器，也可以当做频分系统，实现不同频率的收发信号的分离。跳频多工器的各个组成滤波器均为电可调滤波器，可以实现多个异频频率任意叠加，合成效率高，损耗小等特点。跳频多工器可以高效的合成多个通信系统的发射机和接收机，共用一个天线实现多频通信。实现微波多工器有多种设计方案，应用较多的有星点式结构多工方案、多头线耦合多工方案、90°定向耦合器多工方案、可调相位器多工方案、环形器多工方案和定向滤波器多工方案等。文献【1】(游鑫，王锡良，宋加兴，郭翔.多工器的综合与设计.电子科技，2013,26(6)：153-156)对应用于军事通信的甚高频(VHF)跳频多工器进行了研究，采用宽边耦合带状线结构实现了30～88MHz的90°耦合电桥，进而采用电桥双路调频滤波器电桥耦合方式实现30～88MHz的跳频四路合路器的设计。该方案主要优点是90°定向耦合器的方向性，使得滤波器之间的相互干扰最小化，且具有调试简单、通道间无干扰、功率容量大，击穿电压高和适宜模块化设计等优点，特别适合级联型的多路通信系统。文献【2】(涂书敏.跳频多路耦合器的设计.船舶电子技术，2009,29(6)：106-108)采用星点式结构设计跳频多工器，为解决多路耦合时的匹配问题，对多路汇接点的阻抗特性进行分析，将多个跳频滤波器的输入阻抗合并为一个终端阻抗值，把多通道的匹配问题转换为单路信号的匹配问题，进而采用一般双端口匹配网络的设计优化法实现所需的匹配网络。文献【3】(黄建新，潘锐，程汉强.跳频多路耦合器的研制及其实现技术.2012,34(2)：90-92)设计了一种实现多路耦合器跳频工作的原理方案及其主要功能单元：滤波器组开关矩阵驱动电路和滤波器汇接网络。该方案能满足多路耦合器跟踪电台高速跳频的要求，具有腔体滤波器汇接容易，工作可靠性高、设备体积小的优点。电台发信时，通过同步串口发送当前通信频率给多路耦合器，多路耦合器进行频率解码并进行频率碰撞检测，控制单元将频率解码后发送给对应的腔体滤波器，驱动单元进行开关矩阵驱动电平转换，开通对应的开关矩阵通道，以使对应谐振腔带通滤波器接通。本方案已在几十兆赫兹的通信频段范围得到应用，所设计的跳频多路耦合器满足多部同址跳频电台宽带通信的需求，减少了天线使用的数量，节约了空间，改善了通信的电磁兼容环境，并能显著地增加通信距离，增强抗干扰能力。文献【4】(李刚，吴边，赖鑫，梁昌洪.三工器的快速综合方法.西安电子科技大学天线与微波技术重点实验室)，提出了一种基于多项式综合的三工器设计方法，首先根据各个通道滤波器的指标计算出各个滤波器的特征多项式，推导出三工器响应特征多项式的计算公式，并计算得到其特征多项式；这些多项式中包含了各个通道滤波器的相互影响信息，对三工器的反射多项式的根进行重新排布，可以使三工器在三个频段均呈现出等波纹特性，利用这些根可以很方便地计算出最终的滤波器特征多项式；最后，应用经典的综合方法，就可以得到各个滤波器的耦合系数和外部Q值等参数。

由于跳频滤波器和跳频多工器工艺实现难度大，目前电调滤波器和跳频多工器设计只集中于低频段，在微波频带目前尚无成熟产品。

发明内容

本发明针对目前由于跳频滤波器和跳频多工器工艺实现难度大，目前电调滤波器和跳频多工器设计只集中于低频段，在微波频带目前尚无成熟产品，提供一种超短波异频功率合路器。

本发明为实现其技术目的所采用的技术方案是：一种超短波异频功率合路器，包括跳频滤波器1、跳频滤波器2、…跳频滤波器n；数字相移器1、数字相移器2、…数字相移器n；跳频滤波器i的输出接数字相移器i后相互连接；数字相移器i相移

确定其它跳频滤波器在总端口处的并联阻抗在频率f_i处应为无穷大；f_i为跳频滤波器i的中心频点；这里n为不小于2的自然数，i为1至n中的任意数字。

本发明实现一种超短波波段大功率移相器，大功率移相器采用数字移相架构，采用11个二级制电容组实现11bit的数字移相器，在30MHz最大移相达140度。由移相器为配相核心的电路配合跳频滤波器可以实现N路异频射频功率的合成，用于多个射频电台公用一个天线的场合。

进一步的，上述的超短波异频功率合路器中：所述的数字相移器i采用二极管作为开关实现二级制电容阵列的加载或断开，包括两支加载的电容阵列一致电桥，任一一支电容阵列由11个电容C0～C10构成，采用11个独立的二级管D0～D10开关实现，电容C_j接二极管D_j的N极，二极管D_j的P极接地,电容C_j接90度电桥，j为0到10中任一整数。

进一步的，上述的超短波异频功率合路器中：二极管D_j的偏值电路包括三极管Q03、三极管Q01、三极管Q05；稳压二极管D02、二极管D01、电容C01、电阻R01、电阻R02、电阻R03、电阻R04和R05；

互补电平控制电平V_CTRL+和V_CTRL-分别接三极管Q03的基极和稳压二极管D02的N极；三极管Q03的发射极接地，三极管Q03的集电极接三极管Q01的基极并经电阻R04接60VDC电源；稳压二极管D02的P极接三极管Q02的基极并经电阻R05接－3.3VDC电源；

三极管Q01的发射极和三极管Q2的发射极分别接60VDC电源和－3.3VDC电源；三极管Q01的集电极和三极管Q2的集电极相连，并通过电阻R03接二极管D01的N极，二极管D01的P极分别与电阻R01和电阻R02的一端相连；电阻R01的另一端接地，电阻R02另一端经通过电容C01接地，在电容C01和电阻R02相连的公共端引出导线与电阻R03和二极管D01的N极相连的公共端相连。

进一步的，上述的超短波异频功率合路器中：所述的11个电容C0～C10的值分别为1pF、2pF、4pF、…1024pF。

以下结合附图和

具体实施方式

对本发明进行进一步的说明。

附图说明

附图1为本发明实施例一的异频二合路器结构图。

附图2为本发明实施例一的异频二合路器频率响应图。

附图3为本发明实施例二的异频三合路器结构图。

附图4为本发明实施例二异频三合路器频率响应图。

附图5为本发明实施例三的异频四合路器结构图。

附图6为本发明实施例三的异频四合路器频率响应图。

附图7为本发明数字移相器架构图。

附图8为本发明开关二极管的偏置电路。

具体实施方式

实施例1，它是双路异频合路器也称为双工器，其网络示意图如图1所示，对于双工器中的第一路跳频滤波器(跳频滤波器1)来说，第二路跳频滤波器(后面简称“跳频滤波器2”)作为电抗元件加载于总端口处，为了使跳频滤波器2不影响跳频滤波器1的传输反射特性，跳频滤波器2在总端口处的阻抗在频率f1(跳频滤波器1的中心频点)处应为无穷大，如下式所示：

相似的，在f2(跳频滤波器2的中心频点)频点，跳频滤波器1作为电抗加载在总端口，若想不影响跳频滤波器2传输反射特性，跳频滤波器1在总端口处的阻抗在频率f2处应为无穷大，即：

从(1)和(2)可以解出

和

的表达式：

和

分别为滤波器1～2的端口附加电长度(即相移)。

在两只跳频滤波器输出端串接移相器即可以实现异频功率合路，双工器的***移相范围为0～180度即可，由于第一节所述的移相器在30MHz最大移相范围仅140度，因此每一路跳频滤波器输出需串接两个移相器以实现0～180度的移相覆盖。典型的两路异频合路器频率响应如图2所示。

实施例3，本实施例是三工器网络示意图如图3所示，对于三工器中的第一路跳频滤波器(后面简称“滤波器1”)来说，第二路跳频滤波器(后面简称“滤波器2”)，第三路跳频滤波器(后面简称“滤波器3”)作为电抗元件加载于总端口处，为了使滤波器2和3不影响滤波器1的传输反射特性，滤波器2和3在总端口处的阻抗在频率f₁(滤波器1的中心频点)处应为无穷大，如下式所示：

Z₁～Z₃分别为为滤波器1～3的输入端口的阻抗函数；

分别为滤波器1～3的端口附加电长度(即相移)；Z₁～Z₃，

均为频率的函数。同理对滤波器2通道来说，在频点f2处，滤波器1和3的阻抗并联值应为无穷大；对滤波器3通道来说，在频点f3处，滤波器1和2的阻抗并联值应为无穷大，因此有：

从(5)～(6)简化可得到方程组(8)：

其中，k_i为整数，解方程组(8)，可以计算电长度

(解不唯一)，从而在不改变单个通道滤波器的前提下实现了三工器的合成。

同异频双路合路器一样，三合路器每一路跳频滤波器输出需串接两个移相器以实现0～180度的移相覆盖。典型的三路异频合路器频率响应如图4所示。

实施例4是四工器网络示意图如图5所示，对于四工器中的第一路跳频滤波器(后面简称“滤波器1”)来说，第二路跳频滤波器(简称“滤波器2”)，第三跳频路滤波器(简称“滤波器3”)，第四路跳频滤波器(简称“滤波器4”)作为电抗元件加载于总端口处，为了使滤波器2、3、4不影响滤波器1的传输和反射特性，滤波器2、3、4在总端口处的并联阻抗在频率f₁(滤波器1的中心频点)处应为无穷大，如下式所示：

同理，对滤波器2来说，滤波器1、3、4在总端口处的并联阻抗在频率f₂(滤波器2的中心频点)处应为无穷大；对滤波器3来说，滤波器1、2、4在总端口处的并联阻抗在频率f₃(滤波器3的中心频点)处应为无穷大；对滤波器4来说，滤波器1、2、3在总端口处的并联阻抗在频率f₄(滤波器4的中心频点)处应为无穷大，即有下列公式成立：

Z1、Z2、Z3、Z4分别为为滤波器1～4的输入端口的阻抗函数；

分别为滤波器1～4的端口附加电长度(即相移)；Z1～Z4，

均为频率的函数。根据方程1～4即可计算出各个滤波器附加电长度，解不唯一，从而在不改变单个通道滤波器的前提下实现了四工器的合成。

对于跳频滤波器来说，不同的跳频状态需要配比的相移也不同，因而需要移相汇接网络按公式(9)～(12)根据各跳频滤波器实时计算出当前跳频状态的相移值，实现四个跳频滤波器良好匹配。

同异频双路合路器一样，四合路器每一路跳频滤波器输出需串接两个移相器以实现0～180度的移相覆盖。典型的四路异频合路器频率响应如图6所示。

上面实施例中移相器为大功率数字移相器，采用数字移相器架构，具体来说采用开关电容阵列实现90度电桥加载电容的改变，为确保精细的移相分辨率(最小移相步进)和较大的移相范围(最大移相范围)，本发明采用的开关电容阵列为二进制电容阵列，最小电容1pF，其次为2pF、4pF、最大为1024pF，阵列共计11个电容，数字移相器电路如图7所示。表1列出了各级理想电容值的在30MHz、60zMH、90MHz的移相值，由于某些理想电容难以采购，所以就近采用合适容值的标称电容代替。

本发明采用二极管作为开关实现二级制电容阵列的加载或断开，电桥的两支加载的电容阵列一致，因此在此只描述一支。电容阵列由C0～C10等11个电容构成，采用11个独立的二级管(D0～D10)开关实现1pF～2000pF范围的电容调节。当二极管正向导通时，实现了该路电容的加载，当二极管反偏时，该路电容悬空，11个二极管拥有各自独立的偏置电路，使得电容具有较高的调谐灵活性。只加载1pF电容，在30MHz移相0.17度，这是移相器的最小移相步进，当电容全部加载时，总加载电容约2000pF，在30MHz移相140度。具体见表1：

表1

电容(理想)	标称电容	30MHz相移(度)	60MHz相移(度)	90MHz相移(度)
					1pF	1pF	0.17	0.34	0.51
2pF	2.2pF	0.34	0.69	1.03
					4pF	3.9pF	0.68	1.37	2.06
8pF	8.2pF	1.37	2.73	4.12
					16pF	15pF	2.74	5.50	8.23
32pF	33pF	5.49	10.97	16.38
					64pF	68pF	10.96	21.74	32.13
128pF	120pF	21.73	42.01	59.88
					256pF	270pF	42.01	75.05	98.08
512pF	560pF	75.04	113.97	133.06
					1024pF	1000pF	113.68	143.94	155.51

开关二极管的偏置电路如图8所示，其中控制电平V_CTRL+和V_CTRL-为互补电平，稳压二极管(D₀₂)导通电压约为3.3V。当V_CTRL+为高电平时，V_CTRL-为低电平，Q₀₃导通，Q₀₁导通，Q₀₂和D₀₂截止，推挽输出为60V高压，因而D₀和D₀₁均截止，电容C₀未接入；当V_CTRL+为低电平时，V_CTRL-为高电平，Q₀₁和Q₀₃截止，稳压二极管D₀₂导通，进而使得Q₀₂导通，推挽输出为-3.3V，因而D₀和D₀₁均导通，电容C₁₁接入电路。R₀₃为限流电阻，防止流经电流过大；R₀₁、R₀₂保证二极管D₀和D₀₁可靠的截止，同时还应具有较高的阻值，防止射频信号从R₀₁、R₀₂泄漏。