阅读说明：本技术 对开关功率变换器充电的自举电容 (Bootstrap capacitor for charging switching power converter ) 是由 刘文铎 郑聪 于 2019-02-01 设计创作，主要内容包括：本公开涉及对开关功率变换器充电的自举电容,提供了用于对自举电容器充电的充电路径,该自举电容器存储用于驱动反激式变换器中的有源钳位开关晶体管的驱动器电源电压。该充电路径将来自有源钳位电容器的电荷耦合以对自举电容器充电。(The present disclosure relates to a bootstrap capacitor for charging a switching power converter, providing a charging path for charging a bootstrap capacitor that stores a driver supply voltage for driving an active clamp switching transistor in a flyback converter. The charging path couples charge from the active clamp capacitor to charge the bootstrap capacitor.)

对开关功率变换器充电的自举电容

技术领域

本申请涉及开关功率变换器，更具体地涉及开关功率变换器中的自举电容器的充电。

背景技术

高效率的开关电源变换器，比如反激式变换器，已经成为移动设备的电池充电器的虚拟通用适配器。在反激式变换器中，一次侧控制器控制连接变压器的初级绕组与地之间的功率开关晶体管的循环。当功率开关被循环导通时，经整流的交流电源电压驱动初级绕组电流。经整流的交流电源电压可以是几百伏，使得它可以对功率开关晶体管施加应力。为了最小化功率开关晶体管的开关应力，已知准谐振(波谷模式开关)和零电压开关技术。例如，已知对于功率开关晶体管的循环截止时的漏电压的谐振振荡采用波谷开关技术。谐振振荡的峰值电压可以相对稳健(高达200V或更高)，而最小电压(谐振振荡中的波谷)要低得多。因此，波谷模式开关涉及检测或预测谐振振荡中的波谷，使得功率开关晶体管可以在该波谷时导通。

尽管波谷模式开关因此降低了功率开关晶体管上的电压应力，但请注意，波谷电压不为零，但可以在20V甚至更高(比如高达250V)的范围内。然后，当功率开关晶体管导通时，该相对高的漏电压被放电到地，这样降低了效率。波谷模式开关的更高功率效率替代方式是零电压开关(ZVS)，零电压开关也可以表示为有源钳位操作。在有源钳位操作中，变压器中的泄漏能量被存储并回收在有源钳位电容器中，该电容器通过有源钳位开关晶体管耦合到功率开关晶体管的端子。有源钳位开关晶体管在谐振振荡的峰值处循环，随着泄漏能量被回收，功率开关晶体管的漏电压向地放电。因此，有源钳位架构在功率开关晶体管的导通时间没有应力开关，因为导通时间是在漏极电压放电时发生的。

尽管有源钳位操作因此是有利的，但有源钳位开关的开关需要适当的驱动器。通常使用来自自举电容器的电荷为有源钳位开关晶体管的驱动器供电，而自举电容器又由来自电源电容器的电源电压VCC充电。图1中示出了示例性反激式变换器100。控制器U1控制功率开关晶体管S1的开关以调节存储在输出电容器Cout上的输出电压。功率开关晶体管S1的漏端连接到变压器T的初级绕组，使得输入电压Vin迫使磁化电流在初级绕组中流动。在功率开关晶体管S1的导通时间期间，输出二极管D3防止电流流入到变压器的次级绕组中。在替代实施方式中，该整流也可以由同步整流器开关晶体管执行。当控制器U1使电源开关晶体管S1循环截止时，输出二极管D3变为正向偏压，使得二次电流流动以用输出电压对输出电容器Cout充电。当功率开关晶体管S1截止时，功率开关晶体管S1的漏极被充电为高。类似地，当功率开关晶体管S1截止时，辅助绕组(未示出)也被充电为高。为了获得该能量以支持电源电压VCC，辅助绕组(Aux)通过限流电阻器R1和电源二极管D2耦合，以利用电源电压VCC对电源电容器VCC充电。

电源电压VCC还为用于有源钳位开关晶体管S2的驱动器Dr供电，该驱动器耦合在功率开关晶体管S1的漏极与有源钳位电容器Ca之间，该有源钳位电容器Ca又耦合到供应输入电压Vin的输入电源轨。特别地，二极管D1将电源电压VCC耦合到自举电容器CB。来自自举电容器CB的所得电压为驱动器Dr供电，从而可以实现有源钳位操作。但是，随着功率开关晶体管S1的开关频率在低负载操作期间减小，电源电容器VCC的充电减小，使得电源电压相应地下降。然后，用于为驱动器Dr供电的自举电容器两端的电压可能太低，使得有源钳位操作丢失，从而导致额外的开关损耗、电压尖峰和电磁干扰(EMI)问题。特别地，通常将被释放的漏电感能量可以累积在有源钳位电容器Ca上。在有源钳位电容器Ca上产生的电压上升可能会损坏有源钳位电容器并导致安全问题。因此需要附加电路以避免在低频操作期间有源钳位电容器Ca的击穿，这增加了元件数量并增加了成本。

因此，本领域需要反激式变换器的改进的有源钳位操作。

发明内容

为了满足本领域对于反激式变换器的改进的有源钳位操作的需要，提供了用于向有源钳位开关晶体管供电的自举电容器的低频充电路径。该低频充电路径是传统的高频充电路径的补充，该传统的高频充电路径从电源电容器传导电荷以对自举电容器充电。该传统充电路径被表示为“高频”充电路径，因为它在相对高负载期间提供大部分自举电容器充电，而功率开关晶体管以相应的相对高速率循环。但如前所述，当功率开关晶体管以相应的相对较低的速率循环时，传统的充电路径的效率在轻负载期间成为问题。相反，低频充电路径从有源钳位电容器传导电荷以对自举电容器充电。与高频充电路径相比，低频充电路径传导较少的电荷。但是在轻负载操作期间，这种相对少量的电荷足以保持自举电容器充电。结果，在高频和低频操作模式下都保持有源钳位操作，这提高了效率和可靠性。

通过考虑以下详细描述可以更好地理解这些有利特征。

附图说明

图1示出了具有传统自举电容器充电路径的反激式变换器，该自举电容器充电路径用于对向高侧有源钳位开关的驱动器供电的自举电容器充电。

图2示出了具有改进的自举电容器充电路径的反激式变换器，这种改进的自举电容器充电路径用于对向NMOS高侧有源钳位开关晶体管的驱动器供电的自举电容器充电，该NMOS高侧有源钳位开关晶体管通过有源钳位电容器耦合到输入电压轨。

图3示出了图2的反激式变换器，其中改进的自举电容器充电路径包括电阻器。

图4示出了图2的反激式变换器，其中改进的自举电容器充电路径被主动调节。

图5示出了具有改进的自举电容器充电路径的反激式变换器，这种改进的自举电容器充电路径用于对向NMOS高侧有源钳位开关晶体管的驱动器供电的自举电容器充电，该NMOS高侧有源钳位开关晶体管直接连接到输入电压轨。

图6A示出了具有改进的自举电容器充电路径的反激式变换器，这种改进的自举电容器充电路径用于对向PMOS高侧有源钳位开关晶体管的驱动器供电的自举电容器充电，该PMOS高侧有源钳位开关晶体管通过有源钳位电容器耦合到输入电压轨。

图6B示出了具有改进的自举电容器充电路径的反激式变换器，这种改进的自举电容器充电路径用于对向PMOS高侧有源钳位开关晶体管的驱动器供电的自举电容器充电，该PMOS高侧有源钳位开关晶体管直接连接到输入电压轨。

图7A示出了具有改进的自举电容器充电路径的反激式变换器，这种改进的自举电容器充电路径用于对向NMOS低侧有源钳位开关晶体管的驱动器供电的自举电容器充电，该NMOS低侧有源钳位开关晶体管通过有源钳位电容器耦合到地。

图7B示出了具有改进的自举电容器充电路径的反激式变换器，这种改进的自举电容器充电路径用于对向NMOS低侧有源钳位开关晶体管的驱动器供电的自举电容器充电，该NMOS低侧有源钳位开关晶体管通过有源钳位电容器耦合到地。

图8A示出了具有改进的自举电容器充电路径的反激式变换器，这种改进的自举电容器充电路径用于对向PMOS低侧有源钳位开关晶体管的驱动器供电的自举电容器充电，该PMOS低侧有源钳位开关晶体管通过有源钳位电容器耦合到地。

图8B示出了具有改进的自举电容器充电路径的反激式变换器，这种改进的自举电容器充电路径用于对向PMOS低侧有源钳位开关晶体管的驱动器供电的自举电容器充电，该PMOS低侧有源钳位开关晶体管直接耦合到地。

通过参考下面的详细描述，可以最好地理解本发明的实施例及其优点。应当理解，相同的附图标记用于标识在一个或多个附图中所示的相同元件。

具体实施方式

为了支持具有有源钳位(零电压开关)操作的反激式变换器在高负载状态和低负载状态期间的有源钳位操作，为自举电容器提供了两个充电路径，该自举电容器存储用于为有源钳位开关晶体管的驱动器供电的电源电压。该充电路径中的第一个是常规的，比如关于图1所讨论的。具体地，图2所示的反激式变换器200的控制器U1控制功率开关晶体管S1的开关，以调节存储在变压器T的二次侧上的输出电容器(未示出)上的输出电压。功率开关晶体管S1的漏端连接到变压器T的初级绕组，使得输入电压Vin迫使磁化电流在初级绕组中流动。在功率开关晶体管S1的导通时间期间，输出二极管D3防止电流流入到变压器的次级绕组中。在替代实施方式中，该整流也可以由同步整流器开关晶体管执行。当变压器T的二次侧上的输出电容器(未示出)被充电时，有源钳位电容器Ca也通过有源钳位开关晶体管S2的导通而被充电，使得，有源钳位电容器Ca被充电到大于输入电压Vin的电压。当控制器U1使电源开关晶体管S1循环截止时，输出二极管D3变为正向偏压，使得二次电流流动以用输出电压对输出电容器充电。如关于图1所讨论的，当功率开关晶体管S1截止时，辅助绕组(Aux)被充电为高。为了获得该能量以支持电源电压VCC，辅助绕组通过限流电阻器R1和电源二极管D2耦合，以利用电源电压VCC对电源电容器VCC充电。

电源电压VCC向有源钳位开关晶体管S2的驱动器Dr供电。有源钳位晶体管S2耦合在功率开关晶体管S1的漏极与有源钳位电容器Ca的正极板之间。有源钳位电容器Ca继而耦合到供应输入电压Vin的输入电源轨。作为第一充电路径的一部分，电源电压VCC对二极管D1施加正向偏置，以便在自举电容器CB的两端施加驱动器电源电压。来自自举电容器CB的所得的驱动器电源电压向驱动器Dr供电，使得可以通过导通和截止有源钳位开关晶体管S2来实现有源钳位操作，如有源钳位操作技术中已知的。但如前所述，通过这种传统的高开关频率VCC路径对驱动器电源电压进行充电取决于开关频率。在低负载状态期间(其中功率开关晶体管S1的开关频率减小以防止输出电压超出调节)，驱动器Dr的电流消耗会使得驱动器电源电压下降得太低而不支持有源钳位操作。在没有有源钳位操作的情况下，由于开关损耗，这些低负载状态期间的效率下降。此外，功率开关晶体管两端的电压尖峰可能导致损坏和EMI问题。类似地，由于有源钳位操作的损失，有源钳位电容器Ca两端的电压可能上升到危险水平。为了维持有源钳位操作，反激式变换器200包括低开关频率充电路径电路205，该低开关频率充电路径电路被动地或主动地控制从有源钳位电容器Ca到自举电容器CB的电荷流，以便即使在反激式变换器200的低负载状态期间功率开关晶体管S1的开关频率降低时，也维持驱动器电源电压。用于自举电容器CB的正极板耦合到充电路径电路205并且耦合到用于驱动器Dr的驱动器电源电压输入。用于自举电容器CB的负极板连接到有源钳位开关晶体管S2的源极并且连接到功率开关晶体管S1的漏极。

充电路径电路205可以包括有源电路或包括无源电阻器。图3中示出了示例的反激式变换器300，其中充电路径电路205包括电阻器R。为了辅助自举电容器CB的所需充电，电阻器R可以与二极管D4串联。电阻器R和二极管D4的串联组合耦合在有源钳位电容器Ca与自举电容器CB之间。特别地，电阻器R和二极管D4的串联组合耦合在有源钳位电容器Ca的带正电的板与自举电容器CB的带正电的板之间。应当理解，在替代实施例中可以省略二极管D4，使得电阻器R将直接耦合在用于自举电容器CB和有源钳位电容器Ca的带正电的板之间。为清楚起见，图3中未示出变压器T的二次侧。

稳压二极管Z1可以耦合在自举电容器CB上以防止驱动器电源电压的过度充电。关于驱动器电源电压的这种充电，要注意的是，电阻器R提供自举电容器充电路径，而不管电源开关晶体管S1是导通还是截止。如果功率开关晶体管S1导通，则充电路径从有源钳位电容器Ca通过充电路径电路205、自举电容器CB和功率开关晶体管S1延伸到地。当功率开关晶体管S1导通时，充电路径电路205两端的电压是Vin加上有源钳位电容器Ca两端的电压。因此，当功率开关晶体管S1导通时，充电路径电路205两端的电压近似为Vin+nVout，其中Vin是输入电压，Vout是输出电压，n是变压器T的匝数比。如果功率开关晶体管S1截止，则充电路径从有源钳位电容器Ca延伸通过充电路径电路205、自举电容器CB和变压器T1的初级绕组。当功率开关晶体管S1截止时，充电路径电路205两端的电压约为nVout。电阻器R将充电电流限制为相对较小，比如几十微安。但是驱动器Dr在高频开关期间可能消耗数十毫安，使得从电源电容器VCC的正极板通过二极管D1到自举电容器CB的正极板的传统充电路径将在高频操作期间支配驱动器电源电压的充电。

虽然电阻器R通过电阻性损耗释放能量，而驱动器Dr开关有源钳位开关晶体管S2并因此消耗通过电阻器R供应的驱动器电流以维持驱动器电源电压，要注意的是，如果使用硅技术实施驱动器Dr，则此驱动器电流相对较小。特别地，要注意的是，驱动器Dr的电流消耗取决于它是否处于静止状态(有源钳位开关晶体管S2未切换)或它是否有效使得驱动器Dr在每个开关循环中驱动有源钳位开关晶体管S2导通/截止。对于CMOS实施例，静态电流消耗通常很小。在这种情况下，电阻器R引入的损耗相对较小。但是，如果使用例如GaN技术实施有源钳位开关晶体管S2的驱动器Dr，则静态电流消耗更高，使得驱动器Dr消耗显著更多的电流，从而使来自电阻器R的损耗更明显。用于充电路径电路205的有源电路实施例(其中充电路径电路205包括比如图4所示的用于反激式变换器400的NMOS晶体管S3)避免了这种电阻损耗。为清楚起见，图4中未示出变压器T1的二次侧。具有连接到功率开关晶体管S1的漏极的漏极的PMOS晶体管S4控制晶体管S3是导通还是截止。晶体管S3的源极通过电阻器R6耦合到自举电容器CB的正极板。晶体管S3的漏极通过电阻器R7耦合到有源钳位电容器Ca的正极板。因此，当晶体管S3被循环导通时，充电路径从有源钳位电容器Ca通过电阻器R7、晶体管S3和电阻器R7激活，以对自举电容器CB充电。具体地，响应于晶体管S4循环导通，晶体管S3循环导通。晶体管S4的源极通过由串联的一对电阻器R3和R4形成的分压器耦合到有源钳位电容器Ca的正极板。电阻器R4和R4之间的节点驱动晶体管S3的栅极。如果晶体管S4导通，则通过电阻器R3和R4的分压使晶体管S3的栅极-源极电压充分降低以使晶体管S3导通。

与电阻器R2并联布置的稳压二极管Z2用于钳制晶体管S3的栅极电压以保护其免受过大电压的影响。为了控制晶体管S4是导通还是截止，比较器C1将参考电压Vref与存储在自举电容器CB两端的驱动器电源电压的分压版本进行比较。一对电阻器R4和R5被串联布置在自举电容器CB的正极板与功率开关晶体管S1的漏极之间，以将分压电压提供给比较器C1。与稳压二极管Z3串联的电阻器R8耦合在自举电容器CB的正极板与功率开关晶体管S1的漏极之间，以形成作为稳压二极管Z3两端的钳位电压的参考电压。如果驱动器电源电压下降，来自电阻器R4和R5的分压电压也将下降，使得该分压电压将下降到稳压二极管Z3提供的参考电压以下，使得比较器C1的输出变高以使晶体管S4导通。相反，如果驱动器电源电压足够高，则比较器C1的输出将为低，使得晶体管S4截止，因为在这种情况下，来自电阻器R4和R5的分压电压大于参考电压。因此，比较器C1用于通过间接控制晶体管S3是导通还是截止来调节驱动器电源电压。应当理解，当自举电容器CB两端的电压达到可接受的水平时，反激式变换器400中的充电路径电路205可以被修改以在高频开关操作期间使晶体管S3截止。在替代实施例中，控制有源钳位晶体管S2的开关的控制器(未示出)可以被配置为响应于自举电容器CB电压是高于还是低于阈值电平来开关晶体管S3。

有源钳位开关晶体管S2和有源钳位电容器Ca的位置可以切换，如图5中针对反激式变换器500所示。有源钳位开关晶体管的漏极连接到输入电压轨。有源钳位电容器Ca连接在有源钳位开关晶体管S2的源极与功率开关晶体管S1的漏极之间。驱动器Dr、变压器T、自举电容器CB、控制器U1、电阻器R1以及二极管D1和D2如关于反激式变换器200所讨论的那样布置。然而，充电路径电路205现在连接在自举电容器CB的正极板与功率开关晶体管S1的漏极之间。

反激式变换器500、400、300和200是“高侧”有源钳位实施例，其中有源钳位开关晶体管S2与功率开关晶体管S1串联耦合。在反激式变换器200、300和400中，有源钳位开关晶体管S2的源极连接到功率开关晶体管S1的漏极以完成串联连接。相反，有源钳位晶体管S2的源极通过有源钳位电容器Ca耦合到功率开关晶体管S1的漏极，以完成反激式变换器500中的串联连接。在所有这些实施例中，有源钳位开关晶体管是NMOS晶体管。但是可以构造类似的“高侧”有源钳位实施例，其中有源钳位开关晶体管是PMOS晶体管。图6A中示出了示例的反激式变换器600，其中用于有源钳位电容器Ca的负极板连接到输入电压轨。PMOS有源钳位开关晶体管S5的源极连接到有源钳位电容器Ca的正极板，并且它的漏极连接到功率开关晶体管S1的漏极。变压器T1、驱动器Dr和自举电容器CB如关于反激式变换器200所讨论的那样布置。充电路径电路205连接在输入电压轨与自举电容器CB的负极板之间。在另一个PMOS高侧实施例中，有源钳位开关晶体管S5和有源钳位电容器Ca的位置可以被颠倒，如图6B的反激式变换器650所示。自举电容器CB的正极板连接到输入电压轨，使得输入电压轨上的输入电压用作驱动器Dr的驱动器电源电压。充电路径电路205连接在自举电容器CB的负极板与有源钳位电容器Ca的负极板之间。为了清楚起见，在图6A和6B中未示出由电源电容器VCC、二极管D1和D2以及电阻器R1形成的传统充电路径。类似地，在图6A和图6B中未示出控制器U1。

先前的讨论已针对“高侧”有源钳位实施例，但是，用于对自举电容器充电的替代充电路径也可以在“低侧”有源钳位架构中实施，其中有源钳位电容器耦合到功率开关晶体管S1的源极。由于源极是接地的，因此与“高侧”有源钳位架构的较高电压耦合相比，这种耦合是低电压。首先将讨论低侧实施例中的有源钳位开关晶体管的NMOS实施例，随后讨论PMOS低侧实施例。图7A中示出了示例d低侧NMOS反激式变换器700。有源钳位电容器Ca的负极板连接到地/功率开关晶体管S1的源极，而有源钳位电容器Ca的正极板连接到NMOS有源钳位开关晶体管S6的源极，该NMOS有源钳位开关晶体管的漏极连接到功率开关晶体管S1的漏极。自举电容器CB的正极板通过充电路径电路205连接到有源钳位电容器Ca的正极板。在比如反激式变换器700的低侧实施例中，充电路径电路205两端的电压几乎恒定地等于Vin+n*Vout。

对于反激式变换器750，有源钳位电容器Ca和有源钳位开关晶体管S6的位置可以反转，如图7B所示。反激式变换器750中的有源钳位电容器Ca的正极板连接到功率开关晶体管S1的漏极，而有源钳位电容器Ca的负极板连接到有源钳位开关晶体管S6的漏极，该有源钳位开关晶体管的源极接地。充电路径电路205连接在有源钳位电容器Ca的正极板与自举电容器CB的正极板之间。

在图8A中示出了低侧PMOS有源钳位反激式变换器800。与其他PMOS实施例一样，充电路径电路205连接在有源钳位电容器Ca的负极板与自举电容器CB的负极板之间。有源钳位电容器Ca的负极板接地，而其正极板连接到有源钳位电容器CB的正极板和PMOS有源钳位开关晶体管S7的源极。PMOS有源钳位开关晶体管S7的漏极连接到功率开关晶体管S1的漏极，并且还连接到变压器初级绕组的端子。与反激式变换器800相比，有源钳位电容器Ca和有源钳位开关晶体管S7的位置在图8B的反激式变换器850中被颠倒。因此，有源钳位开关晶体管S7的漏极接地，而其源极连接到有源钳位电容器Ca的负极板，该有源钳位电容器的正极板连接到功率开关晶体管S2的漏极。由于它是PMOS实施例，充电路径电路205连接在自举电容器CB的负极板与有源钳位电容器Ca之间。自举电容器CB的正极板接地。为了清楚起见，在图7A、7B、8A和8B中未示出由VCC电容器VCC、二极管D1和D2以及电阻器R1形成的传统充电路径。类似地，在这些图中未示出控制器U1。类似地，如关于变换器300和400所讨论的，充电路径电路205可以是无源的或有源的。

由于本领域的某些技术人员现在并且根据可用的特定应用将认识到，在不脱离本发明的装置的范围的情况下，可以对本发明的装置的材料、装置、配置和使用方法进行许多修改、替换和变化。鉴于此，本发明的范围不应限于本文所示并所述的特定实施例的范围，因为它们仅仅是作为本发明的一些实例，而是应该与下文所附权利要求及其功能等同物完全相称。