阅读说明：本技术 集成式传感器 (Integrated sensor ) 是由 M·特拉基玛斯 A·阿列克谢耶夫 于 2018-03-26 设计创作，主要内容包括：在集成电路中接收信号的各种方法包括实施两个连续的信号操作级,以及采用具有AC耦合网络和缓冲电路的接口用于将第一信号操作级的输出阻抗和共模电平与第二信号操作级的输入阻抗和共模电平去耦而不会降低任何一级的性能。(Various methods of receiving signals in an integrated circuit include implementing two successive signal manipulation stages and employing an interface with an AC coupling network and buffer circuits for decoupling the output impedance and common mode level of a first signal manipulation stage from the input impedance and common mode level of a second signal manipulation stage without degrading the performance of either stage.)

集成式传感器

相关申请的交叉引用

本申请要求于2017年3月27日提交的美国临时专利申请号62/476,981、62/476,999和62/477,002的优先权和权益。

技术领域

本发明的领域总体上涉及集成电路中用于接收信号的传感器，并且更具体地涉及核磁共振(NMR)系统中的集成式接收器。

背景技术

NMR系统通常包括收发器电路，用于将信号发送到被测样品并从中接收回波信号；以及处理器，用于分析回波信号以获得样品的成像和/或材料信息。近来，已经致力于使传统的NMR系统、特别是NMR收发器小型化。小型化的众多优势包括低成本、便携性以及紧密围绕小尺寸样品的微线圈提高了信号质量。

然而，小型化NMR收发器电路的实际设计和构造可能存在许多困难。例如，在射频(RF)接收器中的多个组件之间设计接口以提供总增益、带宽、噪声系数和其他参数而又不降低组件连接时的性能可能具有挑战性。图1A示出了传统的RF接收器100的架构，包括几个放大级：第一级102设置接收器的总噪声性能，第二级104使用例如可编程增益放大器(PGA)提供一定量的可编程增益以优化用于数字化接收器输出的模数转换器(ADC)的动态范围。另外，RF接收器可以包含一个或多个集成混频器(例如，I/Q混频器)106以将输入信号下变频为较低频率并生成同相(I)和正交(Q)输出信号。下变频输入信号的频率有助于放宽对用于数字化信号的ADC的要求。此外，可以在混频器106之后采用放大、滤波和缓冲108的组合来驱动ADC。

以上描述的接收器架构可以以分离式或集成式的形式实施，并且可以应用于除RF之外的许多其他应用。在分离式的实施方式中，输入和输出阻抗通常匹配至50Ω，以标准化不同成品组件之间的接口。但是，由于尺寸和功率限制，这对于集成式的技术方案不切实际。而是，大多数集成式的技术方案需要组件之间的接口针对每个芯片进行定制设计。这导致了设计负担并增加了成本，使得快速重新配置接收器架构以满足不同应用的需求变得不切实际。

因此，需要一种在集成式接收器的各个组件之间提供标准化接口的方法，以允许从一组标准构成要素中快速组装不同的模拟前端配置。当连接时，这种接口优选地不降低每个模拟前端配置的总增益、带宽、噪声系数和其他参数的性能。

另外，难以设计具有足够的功率和面积效率的还满足多种设计要求(例如线性、带宽、动态范围、噪声、增益失配和偏移)的集成式混频器106。在现代半导体器件中看到的较低电源电压下尤其如此。如果不满足这些经常发生冲突的设计要求，接收器的整体性能将受到影响。

集成式混频器通常分为两类，具体取决于混频器核心电路是有源的还是无源的。示例性的有源混频器为图1B中所示的常规吉尔伯特单元(Gilbert Cell)混频器112。在吉尔伯特单元混频器112中，首先使用Q₁器件(例如，晶体管)114将射频(RF)输入信号转换为电流，然后通过Q₂器件116与本地振荡器(LO)信号混合。如果RF和LO端口的输入包括离散正弦波，则跨负载电阻器118输出的中频(IF)可以包括频率为(f_RF–f_LO)和(f_RF+f_LO)的分量。可以在混频器112之后使用基带滤波器来对频率为(f_RF+f_LO)的上变频信号进行滤波；这样就留下了频率为(f_RF–f_LO)的期望的基带输出。吉尔伯特单元混频器112的一个问题是由于堆叠的器件Q₁、Q₂和尾电流源120导致的动态余量有限和线性差。另外，有源混频器112可产生1/f噪声，当输入信号转换为基带频率时，会降低输入信号的信噪比。这些问题在现代互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺中尤为重要，与双极型器件相比，它们具有更低的电源电压和更大的1/f噪声。

另一方面，无源混频器架构与有源混频器相比，由于提供了改进的线性和降低的1/f噪声，因此最近变得越来越流行，尤其是在低压CMOS工艺中。图1C描绘了典型的示例性无源混频器架构132；该混频器归类为电流模式混频器，因为输入端的跨导级134在使用混频器开关S₁ 136和S₂ 138将RF输入信号与LO信号混频之前将其转换为电流。无源混频器132中的LO信号是轨到轨方波，其基于信号的极性将一组开关136、138完全接通，而另一组完全断开。该特征将无源混频器132与有源混频器112区分开，有源混频器112具有在有源区域中偏置的混频器开关。无源混频器开关136、138的输出电流流经输出跨阻级142的反馈电阻器140以提供电压。电容器可以与反馈电阻器140并联放置，以滤出不期望的上变频信号。

因为跨导级134中不需要堆叠的器件(并且在无源电流模式混频器132中跨导级134的输出处的电压变化很小)，所以与吉尔伯特单元混频器112相比，无源电流模式混频器132的线性通常得到改善。另外，因为没有直流电流流过开关136、138，所以1/f噪声在无源电流模式混频器132中得到改善。

然而，由于信号是电流模式的，因此电流模式混频器架构132不能轻易地抑制来自跨导级134的直流(DC)偏移。结果，常规的无源电流模式混频器需要复杂的微调例程(trimming routine)，以将电流注入以RF频率工作的开关节点之一。进一步，因为电流模式混频器132的增益取决于电压相关的跨导级134，所以仍然可能出现非线性。另外，在不加载前级的情况下，可能难以匹配RF频率的混频器增益。后一个问题是图1B所示的正交接收器架构中特别关注的问题。

因此，还需要一种方法，允许接收器中的混频器106将接收到的信号下变频为具有改善的线性度和降低的1/f噪声的基带频率，同时避免混频器之间的增益、带宽和偏移失配。

此外，设计具有功率效率的集成式PGA 104并且特征在于跨过程、电压和温度(PVT)变化具有恒定增益和明确定义的步长以及良好的线性度和高动态范围和带宽是很困难的。如果不满足这些经常发生冲突的设计要求，那么接收器的整体性能将受到影响。

PGA通常用于各种应用中的许多电子接收器和模拟传感器的模拟前端中。PGA允许根据输入信号的幅度来调节前端的增益，从而使接收器或传感器输出端的幅度能够针对输入信号的宽动态范围进行优化；这又允许信噪比(SNR)最大化，而又不会允许大输入信号幅度使输出级饱和。此外，通过优化信号幅度以使其适合ADC的动态范围，PGA放宽了通常用于将输出信号数字化的模数转换器(ADC)的要求。

由于PGA通常必须处理宽范围的信号幅度，因此重要的是，一旦设置，放大器的增益就必须随着输入信号幅度的变化而保持恒定，以避免对信号造成失真。此外，放大器增益应当在包括PVT变化在内的工作条件变化期间保持恒定，以避免需要重新校准系统增益(或过度设计可编程增益步长和总范围以补偿这些变化)。还需要在这些变化上明确定义PGA的可编程步长，以简化增益控制算法。

图1D描绘了常规的闭环PGA 150。PGA 150的增益由阻抗比R_F/R₁确定，并且因此可以通过改变可编程反馈电阻器R_F的电阻来调节。可编程电阻器R_F通常实现为电阻器和开关的网络，并且对开关进行数字编程以为每个开关设置提供选定的电阻。在开关电容器实施方式中，电阻器R_F也可以由电容器代替。图1D中的PGA 150提供了明确定义的增益阶跃以及高线性度和抗PVT变化的能力。然而，闭环PGA 150可能遭受有限的带宽或高功耗的困扰。

图1E描绘了常规的开环PGA 160，其为更高带宽的应用提供了改进的功率效率。PGA160的增益取决于源简并差分对162的跨导g_m和负载电阻164的电阻R₂。增益可以通过改变可编程源简并电阻器166的电阻R_F或负载电阻164的电阻R₂来调整。如果输入器件的跨导远大于1/R₂，则图1E中所描绘的源简并差分对162的有效跨导非常接近1/R₂；因此，类似于图1D所示的闭环架构，放大器的增益由两个电阻器164、166的比率设置。然而，在实践中，在合理的功率预算内以更高的带宽满足此要求是有挑战性的。结果，PGA 160的增益取决于输入器件的跨导，所述跨导随信号幅度以及PVT变化而变化。与闭环PGA 150的性能相比，这会导致开环PGA 160的性能差(例如，线性度下降、增益不稳定以及增益步长不确定)。

因此，还需要一种独立于输入信号的幅度和PVT变化来稳定接收器(或另一传感器)中的PGA的增益的方法。另外，期望PGA提供宽带宽而功耗低。

发明内容

本发明的实施例提供了一种用于实施连接集成式传感器(例如，RF接收器)中的不同组件的标准接口的方法。本发明的接口实施例包括电路，允许每个组件在其输入和输出处“看到”相似的电气性质；因此，可以使用该接口从一组标准构件快速组装不同的组件，并且可以轻松地对其重新配置，以满足广泛的应用和操作条件的需求。因此，本文描述的方法提供了一种易于重新配置的接收器架构，并大大减轻了设计负担。

在各种实施例中，接口包括交流(AC)耦合网络和可以在AC耦合网络之前或之后的缓冲电路。在一个实施方式中，缓冲电路包括源极跟随器；源极跟随器缓冲器的低输入电容和输出阻抗可以使传感器中两个连续级的输出阻抗和输入阻抗之间的折衷去耦，从而有利地允许每级独立于后级针对噪声、增益、带宽和功率优化。类似地，AC耦合网络可以将每个级的输出和输入共模电平(例如，电压电平或电流电平)去耦，从而允许每个级的输出共模电平(例如，电压电平或电流电平)针对性能进行优化，而无需考虑集成式传感器/接收器中后级的要求。另外，接口的AC耦合网络可以消除两级之间的直流(DC)偏移，这可以消除对偏移微调电路的需要，以防止DC偏移使传感器/接收器的输出饱和。在一些实施例中，基于应用的带宽需求来优化AC耦合网络中的电容器的尺寸，从而实现面积有效的设计；这对于需要多个模拟前端的并联应用特别有用。在一个实施方式中，使用所述接口将传感器/接收器的每级的输入器件偏置在相同的水平；这可以简化传感器/接收器的架构设计。

在一个实施例中，在传感器/接收器的一个或多个级中采用一个或多个开关，以提供粗略的增益调整，用于扩展传感器/接收器的整体可编程增益。为了避免由开关引入的电容，可以在连续级之间实施接口的交流耦合网络和缓冲电路。在一些实施例中，所述接口与混频器(例如，电压模式无源混频器)集成，用于将混频器开关的驱动要求与前级放大器(例如，PGA)去耦。结果，相同的PGA可以用于接收器的PGA组件中的两个级，即使当跟随它们的框的驱动要求不同时。

进一步，在一些实施例中，在级之间引入接口，以允许传感器/接收器的多个前端组件并联连接到公共组件，而不影响每个单独组件的性能。所述接口可以防止每个前端组件的输出级加载其他前端组件，并可以通过简单地将其关闭来使未使用的前端组件与公共组件断开连接；该方法有利地消除了以传统方法实施的开关网络的需要。

另外，利用所述接口，单个前端组件可以驱动传感器/接收器中的多个并联组件，而无需重新设计它们之间的接口。对于允许同时分析接收到的NMR信号内的多个频率的NMR系统，该架构可能特别有益。应当注意，NMR是示例性应用，可以从实施可重新配置的传感器/接收器架构中受益。然而，本领域的普通技术人员将理解，任何合适的传感器和/或应用都可以实施本文描述的传感器/接收器架构，且因此在本发明的范围内。

本发明的另一实施例提供了一种使用一个或多个电压模式无源混频器结合基带输出缓冲器来将接收到的信号下变频为基带频率的方法。在一个实施方式中，电压模式混频器包括一组由源极跟随器缓冲器驱动的CMOS开关，并且基带输出缓冲器包括输出跨阻级。该架构将接收到的输入信号保持在电压域内，从而可以抑制混频器核心中任何不期望的DC偏移。另外，电压模式无源混频器的实施方式可以简化驱动混频器开关的电路的设计(与传统方法中驱动电流模式无源混频器的电路相比)，并且将设计复杂度转移到混频器之后的基带电路。因此，本发明的实施例使得在正交接收器中匹配两个混频器之间的增益、带宽和偏移更容易。

另外，为了给混频器开关提供电压模式操作所需的高阻抗负载，可以在混频器开关和输出跨阻抗级之间放置跨导级。在一个实施例中，高阻抗负载比驱动混频器开关的电路(例如，源极跟随器缓冲器)的输出阻抗大一百倍以上。还可以在跨导级的输出端包含滤波电容器，以滤除上变频信号并屏蔽跨阻输出缓冲器免受高频馈通(例如，与图1B中描述的上变频信号相关的频率(f_RF+f_LO)的影响。该架构允许简单的电流数模转换器(DAC)在跨导和跨阻级之间的节点处注入偏移微调电流。由于该节点以基带频率工作，因此微调DAC的设计可能不如以更高频率工作的电流模式架构复杂。

本发明的又一个实施例允许在宽的输入动态范围和带宽上以及在宽范围的PVT变化和工作条件下以高线性度和明确定义的增益步长来控制集成式PGA的增益。在一个实施方式中，PGA包括具有输入器件的开环源简并放大器和用于设置增益的数字可编程源简并电阻器。在一些实施例中，PGA包括在开环源简并放大器的输入器件周围的一个或多个超级跨导(超级-g_m)反馈电路和设置PGA中所有器件的偏置电流的恒定跨导(恒定-g_m)偏置电路。该实施方式允许PGA在宽范围的输入信号和各种工作条件下提供恒定的增益和明确定义的增益阶跃。另外，与如图1D和1E中所示的常规架构相比，这些电路的组合有利地产生了功率和面积效率更高的设计。

因此，一方面，本发明涉及一种用于在集成电路中接收信号的传感器。在各种实施例中，传感器包括用于对接收到的信号施加两个或更多个连续操作级的电路；具有AC耦合网络和缓冲电路的接口，所述接口用于将连续级的第一级的输出阻抗和第一共模电平与连续级的第二级的输入阻抗和第二共模电平去耦而不会降低任何一级的性能。在一个实施方式中，缓冲器电路包括源极跟随器。另外，AC耦合网络包括一个或多个电容器和一个或多个电阻器。

在一个实施例中，连续级包括一个放大级和一个频率转换级。放大级可以包括可编程增益放大器。另外，频率转换级可以包括电压模式无源混频器。在另一个实施例中，连续级包括两个放大级。传感器可包括连接到一个或多个连续级的一个或多个开关，以提供增益调节。另外，所述传感器可以进一步包括用于将第三信号操作级应用于接收到的信号的电路；第三级和连续级中的第一级可以经由所述接口并联连接至连续级中的第二级。在一些实施例中，第三级和连续级中的第一级包括放大级，连续级中的第二级包括频率转换级。替代地，第三级和连续级中的第一级可以包括频率转换级，连续级中的第二级可以包括放大级。

在另一方面，本发明涉及一种NMR设备，包括配置为包围样品的NMR线圈；用于接收来自样品的NMR信号的接收器，所述接收器具有(i)用于对接收到的NMR信号施加两个或多个连续操作级的电路，以及(ii)包括AC耦合网络和缓冲电路的接口，所述接口用于将两个连续级中的第一级的输出阻抗和第一共模电平从两个连续级中的第二级的输入阻抗和第二共模电平去耦，而不会降低任何一级的性能；以及配置为分析接收到的NMR信号的控制器。在一个实施方式中，缓冲器电路包括源极跟随器。另外，AC耦合网络可以包括一个或多个电容器和一个或多个电阻器。

在一个实施例中，连续级包括一个放大级和一个频率转换级。放大级可以包括可编程增益放大器。另外，频率转换级可以包括电压模式无源混频器。在另一个实施例中，连续级包括两个放大级。NMR设备可包括连接到一个或多个连续级的一个或多个开关，以提供增益调节。另外，所述NMR设备可以进一步包括用于将第三信号操作级应用于所接收的NMR信号的电路；第三级和连续级中的第一级可以经由所述接口并联连接至连续级中的第二级。在一些实施例中，第三级和连续级中的第一级包括放大级，连续级中的第二级包括频率转换级。替代地，第三级和连续级中的第一级可以包括频率转换级，连续级中的第二级可以包括放大级。

本发明的另一方面涉及一种在集成电路中接收信号的方法。在各种实施例中，所述方法包括提供两个或更多个连续的信号操作级；以及提供一接口，用于将连续级的第一级的输出阻抗和第一共模电平与连续级的第二级的输入阻抗和第二共模电平去耦而不会降低任何一级的性能。

又另一方面，本发明涉及用于在集成电路中接收信号的传感器。在各种实施例中，所述传感器包括电压模式无源混频器，用于将接收到的信号的一个或多个频率下变频；基带输出缓冲器；以及跨导放大器，耦合至电压模式无源混频器用于接收来自其的输出信号，并且耦合至基带输出缓冲器用于向其提供输入信号，所述跨导放大器向电压模式无源混频器提供高阻抗负载并屏蔽基带输出缓冲器免受高频馈通影响。在一个实施方式中，电压模式无源混频器包括可由源极跟随器驱动的多个CMOS开关。另外，电压模式无源混频器可以包括AC耦合电容器和/或DC偏置电阻器，用于抑制电压模式无源混频器中的DC偏移。

在一些实施例中，所述传感器还包括一个或多个滤波电容器，其位于电压模式无源混频器和基带输出缓冲器之间，用于滤波上变频的输入信号。另外，所述传感器可以包括用于微调基带输出缓冲器的输出处的偏移的DAC。在一个实施方式中，基带输出缓冲器包括跨阻放大器。此外，所述传感器可以包括一个或多个耦合到基带输出缓冲器的反馈电阻，用于将输入信号从电流域转换至电压域。

本发明的又另一方面涉及一种NMR设备，包括配置为包围样品的NMR线圈；接收器，用于接收来自样品的NMR信号，所述接收器包括(i)电压模式无源混频器，用于对接收到的NMR信号的频率进行下变频，(ii)基带输出缓冲器，以及(iii)跨导放大器，耦合至电压模式无源混频器用于接收来自其的输出信号，并且耦合至基带输出缓冲器用于向其提供输入信号，所述跨导放大器向电压模式混频器提供高阻抗负载，并使基带输出缓冲器免受高频馈通的影响；控制器，配置为分析接收到的NMR信号。

在一些实施例中，电压模式无源混频器包括可由源极跟随器驱动的多个CMOS开关。另外，电压模式无源混频器可以包括AC耦合电容器和/或DC偏置电阻器，用于抑制电压模式无源混频器中的DC偏移。在一个实施例中，所述NMR设备还包括一个或多个滤波电容器，其位于电压模式无源混频器和基带输出缓冲器之间，用于滤波上变频的输入信号。另外，所述NMR设备可以包括用于微调基带输出缓冲器的输出处的偏移的DAC。在一个实施方式中，基带输出缓冲器包括跨阻放大器。此外，所述NMR设备可以包括一个或多个耦合到基带输出缓冲器的反馈电阻，用于将输入信号从电流域转换至电压域。

另一方面，本发明涉及一种在集成电路中接收信号的方法。在各种实施例中，所述方法包括提供用于将接收到的信号的频率下变频的频率转换装置；提供第一放大装置，用于将信号从电流域转换到电压域；提供第二放大装置，所述第二放大装置耦合至频率转换装置用于从其接收输出信号，以及耦合至第一放大装置用于向其提供输入信号；第二放大装置向频率转换装置提供高阻抗负载，并且使第一放大装置免受高频馈通的影响。

在另一方面，本发明涉及一种PGA，其包括具有一对输入器件的开环源简并放大器；一对超级-g_m反馈回路，每个反馈回路耦合到其中一个输入器件，用于增强其有效跨导；以及恒定-g_m偏置电路，用于在开环源简并放大器中设置器件的偏置电流。

在一些实施例中，PGA还包括用于迫使流过输入器件的电流恒定的电子器件(例如，晶体管)。另外，超级-g_m反馈回路可以包括晶体管。在一个实施例中，恒定-g_m偏置电路配置为自动调节偏置电流，以便在操作条件、过程、电压或温度发生变化时保持输入器件的有效跨导恒定。PGA还可以包括电流镜和电阻器，所述电阻器用于在PGA的输出处将电流信号转换成电压信号。

在另一方面，本发明涉及一种NMR设备，包括配置为包围样品的NMR线圈；具有模拟前端结构和PGA的接收器，所述PGA至少部分地基于从样品接收的NMR信号的幅度来调整前端结构的增益，所述PGA包括(i)具有一对输入器件的开环源简并放大器，(ii)一对超级-g_m反馈回路，每个回路都耦合至其中一个输入器件，用于提高其有效跨导，以及(iii)恒定-g_m偏置电路，用于设置开环源简并放大器中的器件的偏置电流；以及控制器，配置用于分析所接收的NMR信号。输入器件可以包括源简并差分对。另外，开环源简并放大器可以包括用于设置PGA的增益的可编程电阻器。

在一些实施例中，NMR设备还包括用于迫使流过输入器件的电流恒定的电子器件(例如，晶体管)。另外，超级-g_m反馈回路可以包括晶体管。在一个实施例中，恒定-g_m偏置电路配置为自动调节偏置电流，以便在操作条件、过程、电压或温度发生变化时保持输入器件的有效跨导恒定。NMR设备还可以包括电流镜和电阻器，所述电阻器用于在PGA的输出处将电流信号转换成电压信号。

本发明的另一方面涉及一种调节集成电路中的接收信号的增益的方法。在各种实施例中，所述方法包括：使用具有一对输入器件的开环源简并放大器来放大接收到的信号；增强输入器件的有效跨导；以及在开环源简并放大器中设置器件的偏置电流。

通常，如本文所使用的，术语“简并”是指电子部件的增益、带宽、噪声系数和/或其他参数的幅度的大于10％的损失，并且在一些实施例中为20％。进一步，说明书中提及的“一个示例”、“示例”、“一个实施例”或“一实施例”表示与描述该实例有关的特定特征、结构或特性包括在本技术的至少一个实例中。因此，本说明书中在各个地方出现的短语“在一个示例中”、“在示例中”、“一个实施例”或“实施例”不一定都指代相同的示例。此外，特定特征、结构、程序、步骤或特性可以以任何合适的方式组合在本技术的一个或多个示例中。本文提供的标题仅是为了方便，并不旨在限制或解释所要求保护的技术的范围或含义。

附图说明

在附图中，相同的附图标记在不同视图中通常指代相同的部分。而且，附图不一定按比例绘制，而是通常将重点放在说明本发明的原理上。在以下描述中，参考以下附图描述本发明的各种实施例，其中：

图1A示意性地描绘了根据现有技术的RF接收器的架构；

图1B和1C分别示意性地示出了根据现有技术的有源混频器和无源混频器的架构；

图1D和1E分别示意性地示出了根据现有技术的闭环PGA和开环PGA的架构；

图2A-2C示意性地描绘了根据各种实施例的示例性NMR系统；

图3A示意性地描绘了根据各种实施例的连接传感器/接收器的各种组件(或级)的示例性标准化接口；

图3B示意性地示出了根据各种实施例的在传感器/接收器的各种组件(或级)之间实施的示例性标准化接口的架构；

图4示意性地描绘了根据各种实施例的与接收器的混频器集成的示例性标准化接口；

图5示意性地示出了根据各种实施例的经由示例性标准化接口与同一组件并联连接的接收器的多个前端组件；

图6示意性地描绘了根据各种实施例的经由示例性标准化接口连接到多个并联混频器的接收器的PGA。

图7描绘了根据各种实施例的在传感器/接收器中实施的示例性电路；以及

图8示意性地描绘了根据各种实施例的在传感器/接收器中实现的示例性PGA。

具体实施方式

传感器通常会检测其环境中的事件或变化，并将信息发送到其他电子设备进行分析。例如，NMR系统可以包括RF接收器，以检测来自样品的回波信号，并且随后将信号发送到处理器用于分析样品的成像和/或材料信息。图2A示出了根据本发明的各种实施例的示例性NMR系统200，包括围绕待分析样品204的NMR线圈202、用于在样品204和线圈202产生静磁场的磁体206、耦合至NMR线圈202的RF收发器208，以及用于控制RF收发器208的运行的控制器210。在一个实施方式中，参照图2B和图2C，收发器208包括用于生成RF信号并将其发送到样品204的发射器(Tx)部分212和用于从样品204接收回波信号的接收器(Rx)部分214。

在NMR测量期间，磁体206被激活以在样品204上产生基本均匀的磁场B₀(例如，在百万分之0.1(ppm)之内，或者在一些实施例中，在100ppm之内)；样品204中的自旋的各个磁矩可以试图与施加的场B₀对准。结果，在样品中的所有核心的磁矩的总和为以典型的拉莫尔频率ω₀绕场B₀的轴进动(precess)的净磁矩，满足ω₀＝γB_0，其中γ为旋磁比。因为不同的核心具有不同的旋磁比值，所以测量样品204的拉莫尔频率可以揭示样品204的材料特性(例如，化学成分)。在各种实施例中，为了观察净磁矩的进动，控制器210使发射器212发射具有基本上接近拉莫尔频率ω₀(例如，在±1％内)的共振频率的RF信号216(通常包括脉冲序列)至线圈202；然后，线圈202产生RF磁场，使样品204中的核心的净磁矩“倾斜”

远离静磁场B₀的轴。通常，RF磁场具有随时间变化的大小，并且在垂直于静磁场B₀的轴的平面中产生。

参照图2C，在预定的持续时间Δt之后，发射器212停止发射RF激励信号216，并且线圈202经由例如机械开关或电气开关(例如，晶体管)切换到接收器214用于接收来自样品204的回波信号。通过停止RF激励，样品204内的核自旋以拉莫尔频率ω₀绕B₀-轴进动；这引起相应的信号振荡。然后，核自旋通过自旋间相互作用缓慢失去相位相干性，在净磁矩的进动中，其在宏观平均中表现为指数弛豫(exponential relaxation)或阻尼信号218(称为“自由感应衰减”)。NMR信号的振荡和弛豫可以通过线圈202检测。因为自旋间相互作用是所测试的样品204的材料所特有的，所以弛豫信号的特征时间(通常称为T₂)也是材料特定的。因此，通过测量拉莫尔频率ω₀(例如，用于光谱学)和/或特征时间T₂(例如，用于弛豫)，NMR技术可以用作许多领域的分析工具，包括但不限于化学成分分析、医学成像和生物传感。在美国专利No.8,643,368中描述了示例性的NMR系统，其全部公开内容通过引用并入本文。

在NMR应用中，磁体206的强度和尺寸以及样品尺寸从一个NMR设备到另一个可以变化很大。因此，可以容易地适应接收器214的带宽、增益和其他要求方面所产生的变化的灵活的架构可以有利地减少设计时间和成本，并且允许针对每个NMR设备对接收器性能进行优化。本发明的各种实施例特别是解决了针对接收器的面积和功率非常宝贵的集成式技术方案的问题。例如，参照图3A，示例性标准化接口302可以实施为连接RF接收器的不同组件(或级)304-310。在一个实施方式中，接口302包括AC耦合网络312和两个组件之间(例如，在两个放大级304、306之间或者在一个放大级308与一个频率转换级310之间)的缓冲电路314。尽管在图3A中描绘的实施方式是全差分的，但不失一般性，也可以是单端的。另外，应当注意，在一些实施例中，RF接收器中的所有成对的连续级都使用接口302去耦(如图3A所示)。此外，本文描述的接口302可能不仅仅限于RF接收器或NMR应用；还可以在各种传感器中使用的任何模拟前端结构中实施。

参照图3B，在各种实施例中，缓冲电路314包括源极跟随器，并且可以在AC耦合网络312之前或之后。源极跟随器缓冲器314的低输入电容和输出阻抗可以使两个连续级的输出阻抗和输入阻抗之间的折衷去耦，从而有利地允许每级独立于后级针对噪声、增益、带宽和功率进行优化。类似地，AC耦合网络312可以使每个级的输出和输入共模电平去耦。这种设计可以使每级的输出共模电平针对性能进行优化，而无需符合后级的要求。另外，使用该架构标准化每级的输入共模电平(例如，电压电平或电流电平)可以允许每级的输入器件被偏置在相同的电平，从而简化了总体设计。此外，AC耦合网络312可以去除接收器的两级之间的D C偏移，从而消除了对在常规接收器中采用的防止偏移使输出饱和的偏移微调电路的需要。在各种实施例中，基于应用的带宽要求对AC耦合中的电容器318的尺寸进行优化；这在实现面积有效的接收器设计方面提供了进一步的优势。因此，接口302对于需要多个模拟前端的并联应用可能是特别有益的。

再次参照图3A，在各种实施例中，可以在RF接收器的一个或多个级中采用一个或多个开关316。例如，可以在第三增益级306周围添加开关316以绕过第三增益级306并使接收器的总增益降低20dB。这提供了粗略的增益调整，以扩展接收器的整体可编程增益，并且对于诸如NMR等输入信号强度可能有很大变化的应用可能是有益的。然而，旁路开关316可以引入电容；结果，在常规设计中，第二级放大器304的输出级被重新设计以避免降低带宽。相反，本发明的各种实施例利用包括AC耦合网络312和缓冲电路314的接口302来使引入的第三级306的电容与第二级304去耦，从而避免了需要重新设计第二级304。另外，接口302提供了另一个好处：即使当后级的输入阻抗不同时，相同的放大器也可用于后续级而不会影响其性能。

参照图4，在各种实施例中，具有AC耦合网络312和源跟随器缓冲器314的接口302与混频器(例如，电压模式无源混频器)402集成在一起。接口302可以将混频器开关402的驱动要求与先前如图3A所示的PGA去耦。因此，即使当跟随它们的框的驱动要求不同时，相同的PGA也可以用于PGA组件308中的两个级。

在一些实施例中，具有如本文所述的AC耦合网络312和源跟随器缓冲器314的接口302被引入级之间，以允许传感器(例如，RF接收器)的多个组件并联连接到公共组件，而不影响每个组件的性能。例如，参照图5，多个前端组件502-506可以并联连接并且共用相同的混频器508。AC耦合网络312和缓冲器314防止每个前端组件的输出级相互负载，并且通过简单地将它们断电而允许未使用的前端组件与混频器508断开连接；该方法消除了对于常规开关网络来说选择组件502-506之一来连接到混频器508的需要。因此，该设计可以有利地节省功率、面积和设计时间。在NMR系统中，该实施方式可能适合于在共用同一混频器和ADC时分析并联的多个样品。

另外，利用接口302，单个前端组件可以驱动RF接收器或其他传感器中的多个并联组件。例如，参照图6，具有AC耦合网络312和缓冲器314的接口302可以将最后的PGA 602连接到多个并联的混频器604-608，而不会由于多个混频器604-608的增加的负载而导致PGA602的性能下降。因此，该设计消除了重新设计PGA 602与混频器604-608之间的PGA 602或接口的需要。在NMR系统中，该架构可以有利地允许通过独立地设置每个混频器中的本地振荡器(LO)的频率来同时分析所接收的NMR信号内的多个频率。

因此，如本文所述，连接RF接收器或其他传感器中的各个组件的接口302可以允许从一组标准构件中快速组装不同的模拟前端配置，从而在不影响性能的情况下大大减少集成式方案的设计时间。另外，接口302允许接收器/传感器容易地重新配置以适应广泛的工作条件和各种应用的需要，而无需重新设计各种组件之间的接口。

在各种实施例中，所接收的RF信号的频率被下变频为较低的基带频率，以便放宽对将信号数字化的ADC要求以进行进一步处理。在各种实施例中，参照图7，使用包括一个或多个电压模式无源混频器702与基带输出缓冲器704(例如，跨阻抗输出缓冲器)结合的电路700来实现频率转换。在一个实施方式中，电压模式无源混频器702包括源跟随器缓冲器706，其向多个混频器开关708提供输入信号(例如，接收到的RF信号)，可以由轨到轨方波LO信号驱动。另外，接收器/传感器电路700可以包括跨导(Gm)级710；然后LO信号可以基于输入信号的极性在跨导级710的输入处切换输入信号的极性。跨导级710可以有效地屏蔽混频器开关708免受跨阻抗输出缓冲器704影响，并向混频器开关708提供高阻抗负载，从而避免电压模式信号的增益和线性度下降。另外，因为接收到的信号保持在电压模式，所以可以在接收器电路700中使用交流(AC)耦合电容器712(C₁)和DC偏置电阻器714(R_CM)来有效地抑制在混频器702中任何不期望的DC偏移，从而优化在跨导级710处的输入偏置。因此，根据本发明的各种实施例，可以简化驱动混频器开关708的电路的设计复杂度。例如，如图7中所示，在一个实施方式中，驱动电路可以简单地是源极跟随器706。

在各种实施例中，电路700还包括放置在跨导级710之后的电容器716，以便滤出上变频的输入信号。该方法还屏蔽了跨阻输出缓冲器704免受高频馈通的影响，从而允许其带宽大大减小。在没有滤波电容器716的情况下，跨阻级704中的放大器的带宽以上的任何信号都可能不会“看到”跨阻级704的输入处的AC接地，导致线性度降低。另外，由于跨阻输出缓冲器704的输入以基带频率操作，因此可以包含简单的电流DAC 718以微调输出偏移。与在常规电流模式架构中使用的复杂的微调例程或电路相比，DAC 718的实施方式是一种更简单的方法，在传统的电流模式架构中，将偏置微调电流注入工作在更高频率的开关节点之一中。此外，在本发明的各个实施例中需要微调的总偏移可能小得多，这是因为混频器本身中的任何偏移已经被AC耦合电容器712抑制，并且更大的器件可以在基带电路中使用以减小它们的偏移和任何不匹配。

在一些实施例中，在跨阻输出缓冲器704周围添加反馈电阻器720，以便将信号从电流域转换回电压域。与常规电流模式架构中使用的设计相比，屏蔽跨阻输出缓冲器704免受任何高频馈通大大简化了其设计。另外，本文中描述的在接收器/传感器中的电路700的实施方式有利地允许设置混频器和输出缓冲器的增益的跨阻放大器跟随混频器并以基带频率工作。因此，与为匹配两个电流模式混频器之间的增益而实施的方法相比，在传统的正交接收器中利用电路700(如图1A所示)可以简化两个电压模式混频器702之间的增益匹配。

因此，本发明的实施例提供了一种电路结构，其结合了电压模式无源混频器702和基带输出缓冲器704，用于将接收到的高频信号下变频为基带频率。电压模式混频器702的核心可以包括一组由源极跟随器缓冲器706驱动的CMOS开关708。跨导级710和滤波电容器716可以策略性地放置在混频器开关708的输出与基带跨阻输出缓冲器704之间，以向电压模式混频器开关708提供高阻抗负载，并屏蔽跨阻输出缓冲器704免受高频馈通干扰。与传统的混频器架构相比，本文公开的电路架构有利地将大部分设计负担从RF域转移到了基带域；结果，实现了更简单和更节能的设计。

应当注意，尽管图7中所示的电路实施方式是全差分的，但是也可以是单端的。另外，本发明的实施例不限于RF接收器中的实施方式，并且可以用于在各种类型的传感器中采用的许多模拟前端结构中实施混频器。此外，NMR是一种示例性的应用，可从实施频率下变频架构中受益；本领域的普通技术人员将理解，许多合适的应用可受益于本文描述的传感器/接收器架构，且因此在本发明的范围内。

在一些实施例中，NMR应用进一步在RF接收器中实施PGA，用于基于输入信号的幅度来调节前端组件的增益，从而使接收器的输出处的幅度能够针对宽动态范围的输入信号进行优化。图8描绘了根据本发明的各种实施例在RF接收器(或其他传感器)中实施的示例性PGA800。在一个实施例中，PGA 800包括具有用于接收输入信号(例如，RF信号)的输入器件(例如，晶体管804、806)的开环源简并差分对802。另外，PGA可以包括用于设置其增益的可编程源简并电阻器808——通过改变可编程电阻器808的电阻R₁，可以对PGA的增益进行调节。在一些实施例中，PGA 800还包括一个或多个器件(例如，晶体管)810，用于迫使流过输入晶体管804的电流恒定。此外，可以围绕输入晶体管804添加超级-g_m反馈回路812以通过超级-g_m反馈回路812的回路增益提高输入晶体管804的有效跨导。因为流过输入晶体管804的电流是恒定的，所以输入信号可以完全出现在电阻808两端，并且所有所得的交流电流都可以流过超级-g_m反馈晶体管812。然后，AC电流可以经由一个或多个器件(例如，晶体管)814被镜像到具有电阻R₂的一个或多个负载电阻器816；然后，负载电阻器816将电流转换回在P GA 800的输出处的电压信号。

在一个实施例中，超级-g_m反馈回路812包括一个或多个晶体管；回路增益可以通过将输入晶体管804和晶体管810的漏极处的并联输出阻抗乘以超级-g_m反馈晶体管812的跨导来确定。与传统的开环PGA 160(图1E中所示)中的相比，输入晶体管804的增强的有效跨导可以更接近1/R₁；这允许至少部分地基于可编程电阻器808的阻抗更好地定义PGA 800的增益步长。另外，由于超级-g_m反馈回路812提高了输入晶体管804的有效跨导，所以可以大大降低源简并差分对802的总体有效跨导对输入晶体管804的跨导的依赖性。结果，PGA增益对PVT变化的依赖性可以有利地减小，与传统的开环PGA 160相比，增加了PGA 800的性能(例如，线性和/或稳定性)。

在各种实施例中，PGA 800还包括恒定跨导(恒定-g_m)偏置电路818，用于减小对输入晶体管804的跨导的任何剩余依赖性。恒定-g_m偏置电路818可以生成PGA 800中所有器件的偏置电流，并且可以自动调整偏置电流，以便当操作条件、过程、电压和/或温度发生变化时保持输入晶体管804的跨导恒定。因此，可以有利地避免(或至少减少)由于输入差分对的总跨导对输入晶体管804的跨导的任何剩余依赖性而导致的对PGA增益的影响。恒定-g_m偏置电路可以是在许多模拟集成电路应用中通常实施的任何合适的设计(例如，“Razavi,B.(2001).模拟CMOS集成电路设计.纽约，NY：麦格劳·希尔(McGraw-Hill)中描述的恒定-g_m偏置电路)，且因此容易获得和直接实施。

因此，本文所述的集成式PGA 800利用超级-g_m反馈回路812和/或恒定-g_m偏置电路818来有益地增加输入差分对的有效跨导，使其比传统开环放大器中的情况更接近1/R₁。输入差分对的增强的有效跨导可以在不同的工作条件和PVT变化的情况下提供增益稳定性。在一个实施例中，PGA 800的总增益是基于负载电阻器816与可编程源简并电阻器808的阻抗比(即，R₂/R₁)确定的；结果，PGA增益可以通过两个电阻器的电阻比准确设置，并且不受操作条件变化和PVT变化的影响。因此，本文描述的PGA 800提供了与如图1D中所示的闭环实施方式150类似的益处。另外，本文描述的PGA 800有利地保持开环操作，产生改善的功率效率和更高的带宽能力。此外，与其他开环架构相比，输入晶体管804可以做得更小，同时具有更大的有效跨导；结果，前级的负载减小，从而使PGA 800在给定的带宽下设计为具有更高的功率效率。

应当注意，在PGA 800中实施的晶体管804、806、810、812、814可以是任何类型的晶体管，例如双极结型晶体管(BJT)或场效应晶体管(FET)。在一个实施例中，晶体管为金属氧化物半导体FET(MOSFET)。另外，PGA的实施例不仅限于RF接收器中的实施方式，并且可以用于在各种类型的传感器中采用的任何合适的模拟前端组件。此外，NMR是可以有益地利用PGA 800的示例性应用；本领域的普通技术人员将理解，本文描述的传感器/接收器架构适用于许多应用，因此在本发明的范围内。

本文使用的术语和表达用作描述的术语而非限制，并且在使用这些术语和表达时，无意排除所示和所述特征的任何等同物或其部分。另外，已经描述了本发明的某些实施例，对于本领域普通技术人员显而易见的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以使用包含本文公开的概念的其他实施例。因此，所描述的实施例在所有方面都应视为仅是说明性的而非限制性的。

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