阅读说明：本技术 电机电流控制装置及电机电流控制方法 (Motor current control device and motor current control method ) 是由 山崎圭 关彻也 宫地茂树 于 2018-05-30 设计创作，主要内容包括：本发明在步进电机的微步驱动中抑制高频噪声。本发明的电机控制装置(100)具有：H桥电路(20)；及控制单元,其利用PWM信号驱动该H桥电路(20)的开关元件,并对电机线圈设定充电模式、高速衰减模式、或低速衰减模式。该控制单元在从基准电流值开始下降的电角至+52°的电角的范围,在每个PWM周期中将H桥电路(20)切换成充电模式后,切换成低速衰减模式。在超过+52°后至基准电流值开始上升的+90度的范围,在每个PWM周期中,如果在将H桥电路(20)切换成充电模式后,电机电流超过基准电流值,则切换成高速衰减模式,进而切换成低速衰减模式。(The invention suppresses high-frequency noise in microstep driving of a stepping motor. A motor control device (100) of the present invention includes: an H-bridge circuit (20); and a control unit for driving the switching elements of the H-bridge circuit (20) by PWM signals and setting a charging mode, a high-speed attenuation mode or a low-speed attenuation mode for the motor coil. The control unit switches the H-bridge circuit (20) to the low-speed attenuation mode after switching the H-bridge circuit to the charge mode in each PWM cycle in a range from an electrical angle at which a reference current value starts to fall to an electrical angle of +52 degrees. In the range from +52 DEG to +90 DEG, in which the reference current value starts to rise, after the H-bridge circuit (20) is switched to the charging mode, if the motor current exceeds the reference current value in each PWM cycle, the high-speed attenuation mode is switched to, and the low-speed attenuation mode is further switched to.)

电机电流控制装置及电机电流控制方法

技术领域

本发明涉及一种电机电流控制装置及电机的电流控制方法。

背景技术

在由H桥电路对电机线圈等感应负载进行电流驱动时，使用PWM(Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制)控制的情况较多。PWM控制通过对负载反复进行电流的充电和放电(衰减)从而进行电流控制。

作为利用这种PWM控制进行电机驱动的例子，例如有专利文献1所记载的技术。在专利文献1的摘要的课题中，记载了“通过利用IC中搭载的H桥电路对电抗负载反复进行电流的充电和放电而进行恒定电流控制时，可进行准确的电流控制，缩小负载电流的脉动电流”。专利文献1的摘要的解决手段中记载了“具有：H桥电路，其用于驱动连接于一对外部输出端子15、16的线圈负载L；PWM控制电路20，其通过PWM信号对H桥电路的输出开关元件11～14进行开关驱动，能够选择性地设定H桥电路对负载的充电模式、低速衰减模式、高速衰减模式；第1电流检测电路21，其在针对负载的高速衰减模式下，检测负载的电流降低至第1设定电流值以下；及输出控制逻辑电路23，其接收该检测输出，生成用来切换成低速衰减模式进行控制的控制信号来控制PWM控制电路”。

作为如上所述的电机的驱动方式，已知微步驱动，其是在转子旋转时、尤其是低速旋转时残留振动小且稳定性优异的方式。该方式通过对H桥电路的开关元件进行PWM控制，从而以使大致正弦波状的基准电流曲线和电机电流相同的方式进行控制，并实现恒定电流控制。在此，大致正弦波状的基准电流曲线根据转子和定子的位置关系导出。以下，将该基准电流曲线称为“基准电流”。基准电流是将基本步进角(例如1圈)分割成n分之1，在每个该期间内使基准电流变化。该期间称为微步，由单一或多个PWM周期构成。根据微步驱动方式，能够由微机等容易地生成阶梯状地变化的阶梯状电流。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：JP特开2002-204150号公报

发明内容

(发明要解决的课题)

步进电机的PWM频率为20KHz～40KHz，在驱动该步进电机时，具有产生可听区域的高频噪声的问题。为了抑制该高频噪声，考虑使用防音材料等。然而，具有需要新的部件并且成本上升的问题。

作为抑制高频噪声的其它方法，例如考虑缩短PWM周期并提高PWM频率的方法。然而，为了缩短PWM周期，需要昂贵的微机，因此仍有成本上升的问题。并且，缩短PWM周期会导致微机的负载变得过大，因此，必须使用专用的电机驱动器或昂贵的微机，仍然会导致成本上升。

因此，本发明的课题在于在步进电机的微步驱动中抑制高频噪声。

(用于解决课题的手段)

为了解决上述课题，本发明的电机电流控制装置具有：H桥电路，其具有开关元件，且连接于电机中设置的电机线圈；控制单元，其在每个给定的PWM周期中驱动所述开关元件，并对所述H桥电路指定使流过所述电机线圈的电机电流增加的充电模式、使所述电机电流衰减的高速衰减模式、及以低于所述高速衰减模式的速度使所述电机电流衰减的低速衰减模式中的任一动作模式。

所述控制单元根据转子与定子的位置关系，在每个所述PWM周期中设定基准电流值，在从所述基准电流值开始下降的电角至给定电角的范围，在每个所述PWM周期中将所述H桥电路切换成所述充电模式后，切换成所述低速衰减模式，在超过所述给定电角后至所述基准电流值开始上升的电角的范围，在每个所述PWM周期中，如果在将所述H桥电路切换成所述充电模式后，所述电机电流超过所述基准电流值，则切换成所述高速衰减模式，进而切换成所述低速衰减模式。

本发明的电机电流控制方法由如下电机电流控制装置执行，所述电机电流控制装置具有：H桥电路，其具有开关元件，且连接于电机中设置的电机线圈；及控制单元，其在每个给定的PWM周期中驱动所述开关元件，并对所述H桥电路指定使流过所述电机线圈的电机电流增加的充电模式、使所述电机电流衰减的高速衰减模式、及以低于所述高速衰减模式的速度使所述电机电流衰减的低速衰减模式中的任一动作模式。

所述控制单元执行如下步骤：根据转子与定子的位置关系，在每个所述PWM周期中设定基准电流值的步骤；在从所述基准电流值开始下降的电角至给定电角的范围，在每个所述PWM周期中，在将所述H桥电路切换成所述充电模式的步骤后，执行切换成所述低速衰减模式的步骤；在超过所述给定电角后至所述基准电流值开始上升的电角的范围，在每个所述PWM周期中，如果在将所述H桥电路切换成所述充电模式的步骤后，所述电机电流超过所述基准电流值，则执行切换成所述高速衰减模式的步骤，进而执行切换成所述低速衰减模式的步骤。

(发明效果)

根据本发明，能够在步进电机的微步驱动中抑制高频噪声。

附图说明

图1是发明的一实施方式所涉及的电机控制系统的整体框图。

图2是电机控制装置的详细框图。

图3是H桥电路的动作模式的说明图。

图4是针对电机电角的X相基准电流值和电机电流的波形图。

图5是针对电机电角的Y相基准电流值和电机电流的波形图。

图6是表示成为控制对象的下降期间的各PWM周期的电流控制数据的图。

图7是表示成为控制对象的缓慢下降期间和迅速下降期间的图。

图8是表示成为控制对象的缓慢下降期间的PWM周期的例子的图。

图9是表示成为控制对象的迅速下降期间的PWM周期的例子的图。

图10是与电机电角相应的分支处理例程的流程图。

图11是缓慢下降期间的PWM周期处理例程的流程图(其1)。

图12是缓慢下降期间的PWM周期处理例程的流程图(其2)。

图13是迅速下降期间的PWM周期处理例程的流程图(其1)。

图14是迅速下降期间的PWM周期处理例程的流程图(其2)。

图15是衰减模式切换时间设定的流程图。

图16是表示比较例的噪声频谱的图。

图17是表示本实施方式的噪声频谱的图。

具体实施方式

以下，参照各图对实施方式详细地进行说明。

图1是发明的一实施方式所涉及的电机控制系统的整体框图。

在图1中，电机120是双极型2相步进电机，其具有：转子126，其具有永久磁铁，且以旋动自如的方式设置；及定子，其设置在将转子126周围的周向4等分的位置上。这些定子由X相的定子122XP、122XN、及Y相的定子122YP、122YN构成。定子122XP和定子122XN隔着转子126位于相反侧。定子122YP和定子122YN隔着转子126位于相反侧，且朝向相对于定子122XP和定子122XN的方向垂直的方向。

各绕组朝向相同方向卷绕于这些定子上。卷绕于定子122XP、122XN上的绕组串联连接，将两个绕组一起称为“定子绕组124X”。同样地，卷绕于定子122YP、122YN上的绕组串联连接，将两个绕组一起称为“定子绕组124Y”。

上级装置130输出对电机120的旋转速度发出指令的速度指令信号。电机控制装置100(电机电流控制装置的一例)根据该速度指令信号对电机120进行驱动控制。电机控制装置100中设置有H桥电路20X、20Y，分别对定子绕组124X、124Y施加X相电压VMX、Y相电压VMY。

图2是电机控制装置100的详细框图。

此外，在图1中虽然示出了2个系统的定子绕组124X、124Y、及2个系统的H桥电路20X、20Y，但在图2中为了简化，示出了1个系统的定子绕组124和1个系统的H桥电路20。

在电机控制装置100的内部设置有CPU(Central Processing Unit，中央处理器)101。CPU101基于ROM(Read Only Memory，只读存储器)103中存储的控制程序，经由总线106控制各部。RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)102用作CPU101的工作存储器。计时器104在CPU101的控制下，测定从复位的时间点开始的经过时间。I/O端口105在与图1所示的上级装置130、及其它外部装置之间输入/输出信号。桥控制部107基于来自CPU101的指令来控制桥控制电路110的各部。电流限制控制部112根据需要限制电流，由此控制PWM信号发生器113。

在此，桥控制电路110构成为一体的集成电路。在其内部，PWM信号发生器113基于桥控制部107的控制，生成PWM信号并供给至H桥电路20。在H桥电路20中，例如包含作为FET(Field-Effect Transistor，场效应晶体管)的开关元件2、4、6、8、15、17。PWM信号是作为栅极电压施加到这些开关元件2、4、6、8、15、17的导通/断开信号。此外，在图中，开关元件2、4、6、8、15、17的下侧的端子成为源极，上侧的端子成为漏极。

开关元件2、4串联连接，直流电源140及接地线142连接于该串联电路并对该串联电路施加给定的电压Vdd。同样地，开关元件6、8也串联连接，并对该串联电路施加电压Vdd。二极管12、14、16、18是回流用的二极管，并对开关元件2、4、6、8并联地连接。开关元件15、17设置为用于检测电流，并分别和开关元件4、8一起形成电流镜电路。由此，和流过开关元件4、8的电流成比例的电流分别流过开关元件15、17。

此外，开关元件2、4、6、8也可以使用自身的寄生二极管来代替回流用二极管。

开关元件2、4的连接点的电压VMout0施加于电机120的定子绕组124的一端。另外，开关元件6、8的连接点的电压VMout1施加于定子绕组124的另一端。因此，在定子绕组124中施加有两者的差即电机电压VM(＝电压VMout0－VMout1)。该电机电压VM实际上是图1所示的X相电压VMX及Y相电压VMY。

电流检测部116通过根据电流方向测定流过开关元件15、17的电流值，从而输出流过定子绕组124的电流的电流测定值Icoil。D/A转换器115从桥控制部107接收基准电流值Iref的数字值，并将其转换成模拟值。比较器114将模拟值的电流测定值Icoil和基准电流值Iref进行比较，若前者成为后者以上，则输出“1”信号，并且在除此以外的情况下输出“0”信号。

但是，在比较器114的输出信号中，有因噪声等的影响而产生抖动的情况。为了消除该抖动而设置电流滤波器111。即，如果比较器114的输出信号被切换，那么电流滤波器111会待机给定的滤波器期间Tf，并再次判定比较器114的输出信号是否维持为切换后的值。当该判定结果为肯定的情况下，将该输出信号的切换后的值作为阈值超过标志CL输出。

另外，电压VMout0、VMout1也被供给到A/D转换器117、BEMF(反电动势)检测部118。A/D转换器117基于电压VMout0、VMout1，测定定子绕组124的反电动势Vbemf并输出。该反电动势Vbemf用于失步检测。当电机电压VM为反电动势的情况下，BEMF检测部118根据该电压方向的切换(过零)，输出标志ZC。电机电压VM为反电动势的情况是指未从H桥电路20向定子绕组124施加电压的期间。

另外，桥控制部107输出电流控制有效标志CLM。该电流控制有效标志CLM在允许供给到H桥电路20的PWM信号变更的情况下为“1”，在不允许的情况下为“0”。具体而言，在从PWM期间的开始时以后的时间Tcs至时间Tce之间，电流控制有效标志CLM为“1”。电流限制控制部112在电流控制有效标志CLM为“0”的情况下，以维持当前PWM信号的方式控制PWM信号发生器113。

图3是H桥电路20的动作模式的说明图。

图3(a)～(f)是说明H桥电路20的动作模式的图。

图3(a)是说明H桥电路20的充电模式的图。

在使流过定子绕组124的电机电流的绝对值增加的情况下，例如，斜向对置的开关元件4、6成为导通状态，除此以外的开关元件2、8成为断开状态。在该状态下，电机电流经由开关元件6、定子绕组124、开关元件4沿以虚线示出的方向流动，并且该电机电流不断增加。将该动作模式称为“充电模式”。在从该状态使电机电流高速地衰减的情况下，转变到图3(b)所示的高速衰减模式。

图3(b)是说明H桥电路20的高速衰减模式的图。

在使流过定子绕组124的电机电流的绝对值高速地衰减的情况下，与刚才的充电模式相反，斜向对置的开关元件4、6成为断开状态，开关元件2、8成为导通状态。由于在定子绕组124产生反电动势，所以电流经由开关元件8、定子绕组124、开关元件2沿以虚线示出的方向流动，并且电机电流高速地衰减。将该动作模式称为“高速衰减模式”。

另外，在从图3(a)的充电模式或图3(b)的高速衰减模式使电流低速地衰减的情况下，转变为图3(c)所示的低速衰减模式。

图3(c)是说明H桥电路20的低速衰减模式的图。

在使流过定子绕组124的电机电流的绝对值以低于高速衰减模式的速度衰减的情况下，电压Vdd侧的开关元件2、6成为导通状态，接地侧的开关元件4、8成为断开状态。因此，如图示的虚线，产生在开关元件2、6及定子绕组124内循环的电流。该电流因开关元件2、6及定子绕组124的阻抗而逐渐衰减。此时的衰减速度低于上述高速衰减模式的速度。将该动作模式称为“低速衰减模式”。

图3(d)是说明H桥电路20的低速衰减模式的变形例的图。

在使流过定子绕组124的电机电流的绝对值以低于高速衰减模式的速度衰减的情况下，也可以使电压Vdd侧的开关元件2、6成为断开状态，使接地侧的开关元件4、8成为导通状态。因此，如图示的虚线，产生在开关元件4、8及定子绕组124内循环的电机电流。该电流因开关元件4、8及定子绕组124的阻抗而逐渐衰减。此时的衰减速度低于上述高速衰减模式的速度。

然而，即使断开任意开关元件的栅极电压，也会因该开关元件的栅极的寄生电容而该开关元件暂时停留在导通状态。因此，例如若从充电模式(参照图3(a))瞬时切换成高速衰减模式(参照图3(b))，则有可能瞬间所有开关元件变成导通状态，电压Vdd和接地之间短路，并且开关元件被破坏。为了防止这种事态，H桥电路20被设定成称为“贯通保护模式”的动作模式。

图3(e)是所有开关元件2、4、6、8处于断开状态的贯通保护模式。

若从图3(a)的充电模式切换成图3(e)的贯通保护模式，则会在定子绕组124产生反电动势，因此电机电流经由二极管18、定子绕组124、二极管12沿以虚线示出的方向流动。在图3(e)的贯通保护模式下，会产生与二极管12、18的正向电压降相应的电力损失，因此电机电流的衰减速度变得最大。

在此，将图3(a)的充电模式和图3(d)的低速衰减模式进行比较，开关元件4均为导通状态。因此，在从图3(a)的状态转变到图3(d)的状态的情况下，开关元件4保持导通状态也没有关系。因此，在这种情况下，可如图3(f)所示，可采用开关元件4处于导通状态，且开关元件2、6、8处于断开状态的贯通保护模式。在该情况下，如该图的虚线所示，产生在开关元件4、二极管18、定子绕组124内循环的电机电流。

在图3(f)的状态下，产生与二极管18的正向电压降相应的电力损失，因此和低速衰减模式相比，衰减速度变大。然而，图3(f)和高速衰减模式或图3(e)的贯通保护模式相比，可大幅降低衰减速度。从充电模式或高速衰减模式转变到低速衰减模式的情况即是“不希望使电机电流大幅衰减”的情况。因此，如图3(f)所示选择仅1个开关元件处于导通状态的贯通保护模式。

但是，在图2中，由CPU101对桥控制部107指定的动作模式是充电模式、低速衰减模式或高速衰减模式中的任一个。在下文所述的控制程序中，也没有明确地指定贯通保护模式。然而，桥控制部107并不会立刻反映指定的动作模式，而是在其间必定会***贯通保护模式(图3(e)或图3(f))并控制PWM信号发生器113。

在图2中从桥控制部107供给到D/A转换器115的基准电流值Iref实际上由X相的基准电流值IXref和Y相的基准电流值IYref构成。在图4及图5中用虚线表示步进电机120的一圈、即机械角θ_m及电角θ在0°～360°的范围内的这些基准电流值IXref、IYref的设定例。

图4是针对电机电角θ的X相基准电流值IXref和电机电流的波形图。虚线表示基准电流值IXref，实线表示电机电流。基准电流值IXref是余弦曲线，实际上成为以阶梯波近似的波形。

像这样规定基准电流值IXref并驱动电机120的方式称为微步方式，其特征在于，尤其在低速旋转时残留振动小且稳定性优异。另外，将阶梯波变动的周期称为微步周期Tm。微步周期Tm优选为和PWM周期相同或为其整数倍。为了便于说明，在本实施方式中，设为电角1°和微步周期一致。

电角超过0°且为52°以下是电机电流的绝对值缓慢地下降的期间。此时，由于抑制电机电流的下降，所以电机电流从电角20°左右起保持给定的斜率。电机电流偏离基准电流值IXref，并且差值扩大。

电角超过52°且为90°以下是电机电流的绝对值迅速下降的期间。此时，由于不抑制电机电流的下降，所以电机电流接近基准电流值IXref，并且差值收敛。

电角超过90°且为180°以下是电机电流的绝对值上升的期间。此时，电机电流和基准电流值IXref重叠。

其后，电机电流每180°反复进行缓慢下降、迅速下降、及上升。

此外，缓慢下降期间不限于电角超过0°且为52°以下，只要为包含电角45°的给定范围即可。缓慢下降期间的其它的例子也可以是电角超过0°且为60°以下。

图5是针对电机的电角的Y相基准电流值IYref和电机电流的波形图。基准电流值IYref为正弦曲线，实际上成为以阶梯波近似的波形。

电角超过0°且为90°以下是电机电流的绝对值上升的期间。此时，电机电流重叠于基准电流值IYref。

电角超过90°且为142°以下是电机电流的绝对值缓慢地下降的期间。此时，由于抑制电机电流的下降，所以电机电流从电角110°左右起保持给定的斜率。电机电流偏离基准电流值IYref，并且差值扩大。

电角超过142°且为180°以下是电机电流的绝对值迅速地下降的期间。此时，由于不抑制电机电流的下降，所以电机电流接近基准电流值IYref，并且差值收敛。

其后，电机电流每180°反复进行上升、缓慢下降、及迅速下降。

此外，缓慢下降期间不限于电角超过90°且为142°以下，只要为包含电角135°的给定范围即可。缓慢下降期间的其它的例子也可以是电角超过90°且为150°以下。

图6是表示成为控制对象的缓慢下降期间和迅速下降期间的各PWM周期的电流控制数据的图。该电流控制数据例如保存于桥控制部107。

桥控制部107预先在存储器中保存迅速下降期间的PWM次数份的根据转子和定子位置所准备的上次迅速下降期间的充电模式时间TON_o、以及本次迅速下降期间的充电模式时间TON及衰减模式切换时间Tfs。此外，缓慢下降期间的充电模式时间TON_o、TON及衰减模式切换时间Tfs不保存于存储器。

电流控制数据构成为包含表示PWM周期顺序的PWM周期编号、上次旋转期间中的充电模式时间TON_o、本次旋转期间中的充电模式时间TON、衰减模式切换时间Tfs。

PWM周期编号表示和电机的旋转同步的PWM周期的编号。

上次旋转期间表示上次下降期间。因此，充电模式时间TON_o表示上次迅速下降期间的各PWM周期中的充电模式的时间。

本次旋转期间表示本次迅速下降期间。因此，充电模式时间TON表示本次迅速下降期间的各PWM周期中的充电模式的时间。

衰减模式切换时间Tfs表示在迅速下降期间的PWM周期中，从高速衰减模式或充电模式切换到低速衰减模式的时间点。

桥控制部107预先保存有各PWM周期的电流控制数据，进而随着旋转驱动动态重写。

图7是表示成为控制对象的缓慢下降期间和迅速下降期间的图。曲线图的纵轴表示电流值。曲线图的横轴表示电角θ。虚线表示基准电流值Iref，实线表示电机电流。

在本次下降期间的电角θ为180°～270°的情况下，上次下降期间的电角θ为比其迟半圈的0°～90°。而且，下次下降期间的电角θ为比其快半圈的360°～450°。即，上次下降期间相对于本次下降期间迟半圈。另外，下次下降期间比本次下降期间快半圈。

在任一下降期间中均以同一PWM周期编号均成为同一电角θ的方式，对电机120的电角θ和PWM周期进行同步处理。由此，能够对不同下降期间的同一顺序的PWM周期中的电机电流进行比较。

此外，上次下降期间相对于本次下降期间及下次下降期间相对于本次下降期间可相差1圈(360°)。此时，本次下降期间相对于上次下降期间迟1圈。另外，下次下降期间比其快1圈。由此，即便在转子具有不对称性的情况下，也能够良好地进行控制。

进而，上次下降期间相对于本次下降期间及下次下降期间相对于本次下降期间也可以相差半圈的自然数倍(nπ)。例如，在产生电机的每2圈的周期性扰动的情况下，能够良好地抑制该扰动。

图8是表示成为控制对象的缓慢下降期间的PWM周期的例子的图。在图8中，示出了从期间(Period)1至期间4的4次PWM期间。

图8的最上部用粗线表示缓慢下降期间中的动作模式为充电模式的期间。该充电模式的期间中，充电模式标志Ton为“1”。

图8的第2项为电流测定值Icoil的波形图，用双点划线表示基准电流值Iref1～Iref3。实线表示缓慢下降期间中的电流测定值Icoil。

以下，在不特别区分基准电流值Iref1～Iref3时，仅记载为基准电流值Iref。此外，如期间2和期间3所示，基准电流值Iref2也可以在连续的多个PWM周期中相同。

图8的第3、4项是电压VMout0、VMout1的波形图。

图8的第5项示出了作为桥控制部107的内部状态的阈值超过标志CL。图8的第6项示出了作为桥控制部107的内部输出的电流控制有效标志CLM。

首先，对期间1至期间2中的本次缓慢下降期间的动作进行说明。

时间Ts是本次PWM周期开始的时间点。各PWM周期开始时，电流控制有效标志CLM以前一PWM周期的时间Tce中设定的“0”开始，并且H桥电路20以充电模式动作。充电模式标志Ton变成“1”。此时的电压VMout0为电压Vdd电平，电压VMout1为接地电平。阈值超过标志CL为“0”。

在时间Ts后的时间Tcs，电流控制有效标志CLM切换成“1”。由此，电流限制控制部112以允许PWM信号变更的方式控制PWM信号发生器113。该电流控制有效标志CLM直到下述时间Tce前均为“1”。

如果在时间Tcs后，电流测定值Icoil超过基准电流值Iref1，进而经过滤波器期间Tf，则阈值超过标志CL变成“1”。若阈值超过标志CL变成“1”，则充电模式结束，充电模式标志Ton变成“0”。

充电模式时间TON表示充电模式持续的时间。可根据该充电模式时间TON来测定电流测定值Icoil相对于基准电流值Iref1的偏差。充电模式时间TON是充电模式标志Ton被设定为“1”的期间。

充电模式结束后，H桥电路20切换成低速衰减模式。此时的电压VMout0为接地电平。电压VMout1为接地电平。阈值超过标志CL为“1”。

其后，电流测定值Icoil变得小于基准电流值Iref1，但在经过滤波器期间Tf之前期间1结束。

在时间Tce，电流控制有效标志CLM切换成“0”。由此，电流限制控制部112不允许PWM信号变更，始终以低速衰减模式控制PWM信号发生器113。在期间1中，H桥电路20由于已经是低速衰减模式，所以动作模式不变。

时间Te是期间1的PWM周期结束的时间点，且和期间2的PWM周期开始的时间Ts为同一时间点。其后，执行和期间1相同的PWM周期。在以下图11中说明该缓慢下降期间的PWM周期处理。

图9是表示成为控制对象的迅速下降期间的PWM周期的例子的图。图9中示出了期间51至期间54的4次PWM期间。

图9的最上部用粗线表示上次迅速下降期间中的动作模式为充电模式的期间。并且，示出了充电模式标志Ton为1的区间。图9的第2项用粗线表示本次迅速下降期间中的动作模式为充电模式的期间。

图9的第3项为电流测定值Icoil的波形图，用双点划线表示基准电流值Iref51～Iref53。实线表示本次迅速下降期间中的电流测定值Icoil，虚线表示上次迅速下降期间中的电流测定值Icoil。

以下，在不特别区分基准电流值Iref51～Iref53时，仅记载为基准电流值Iref。此外，如期间52和期间53所示，基准电流值Iref52也可以在连续的多个PWM周期中相同。

图9的第4、5项是电压VMout0、VMout1的波形图。

图9的第6项示出了作为桥控制部107的内部状态的阈值超过标志CL。图9的第7项示出了作为桥控制部107的内部输出的电流控制有效标志CLM。此外，在各波形图中，实线表示本次迅速下降期间中的值，虚线表示上次迅速下降期间中的值。

首先，对期间51至期间52中的本次迅速下降期间的动作进行说明。

时间Ts是本次PWM周期开始的时间点。各PWM周期开始时，电流控制有效标志CLM以前一PWM周期的时间Tce中设定的“0”开始，并且H桥电路20以充电模式动作。此时的电压VMout0为电压Vdd电平，电压VMout1为接地电平。充电模式标志Ton变成“1”。阈值超过标志CL为“0”。

在时间Ts后的时间Tcs，电流控制有效标志CLM切换成“1”。由此，电流限制控制部112以允许PWM信号变更的方式控制PWM信号发生器113。该电流控制有效标志CLM直到下述时间Tce前均为“1”。

如果在时间Tcs后，电流测定值Icoil超过基准电流值Iref51，进而经过滤波器期间Tf，则阈值超过标志CL变成“1”。若阈值超过标志CL变成“1”，则充电模式结束，充电模式标志Ton变成“0”。

充电模式时间TON表示充电模式持续的时间。可根据该充电模式时间TON来测定电流测定值Icoil相对于基准电流值Iref51的偏差。充电模式时间TON是充电模式标志Ton被设定为“1”的期间。

充电模式结束后，H桥电路20切换成高速衰减模式。此时的电压VMout0为接地电平。电压VMout1为电压Vdd电平。阈值超过标志CL为“1”。

其后，如果电流测定值Icoil变得小于基准电流值Iref51，进而经过滤波器期间Tf，则阈值超过标志CL变成“0”。

在衰减模式切换时间Tfs，H桥电路20切换成低速衰减模式。此时的电压VMout0和电压VMout1为接地电平。该衰减模式切换时间Tfs在每个PWM周期中分别应用不同的值。通过适当设定该衰减模式切换时间Tfs，从而能够使各PWM周期中的电机电流适宜地衰减，并接近基准电流值Iref。衰减模式切换时间Tfs大于时间Tcs，且小于下述时间Tmax。

在时间Tce，电流控制有效标志CLM切换成“0”。由此，电流限制控制部112不允许PWM信号变更，始终以低速衰减模式控制PWM信号发生器113。在期间51中，H桥电路20由于已经是低速衰减模式，所以动作模式不变。

时间Te是期间51的PWM周期结束的时间点，且和期间52的PWM周期开始的时间Ts为同一时间点。其后，执行和期间51相同的PWM周期。

其次，对期间51至期间52中的与以虚线所表示的上次迅速下降期间的动作的不同之处进行说明。H桥电路20在上次迅速下降期间中，在比本次迅速下降期间早的时间点从高速衰减模式切换成低速衰减模式。电流测定值Icoil在期间52的PWM周期开始的时间点成为比上次迅速下降期间低的值，并接近基准电流值Iref52。期间52的上次迅速下降期间的充电模式时间TON_o比本次迅速下降期间的充电模式时间TON短。

其次，对期间53～期间54中的上次迅速下降期间的动作进行说明。

由期间53中的以虚线示出的上次迅速下降期间的电流测定值Icoil可知，H桥电路20在时间Tmax首次切换成低速衰减模式。即，时间Tmax等于衰减模式切换时间Tfs。

如以实线示出的本次迅速下降期间的电流测定值Icoil所示，H桥电路20在比上次迅速下降期间更早的衰减模式切换时间Tfs切换成低速衰减模式。因此，电流测定值Icoil比上次迅速下降期间更接近基准电流值Iref53。

这是由于，前1步(1PWM周期前即期间53)的电流测定值Icoil的衰减小，从而在期间54中，本次迅速下降期间从高电流值开始充电模式。相反地，充电模式时间TON短意味着前1步的电流测定值Icoil的衰减小。即，可根据充电模式时间TON判定线圈电流的衰减。

如期间53～期间54所示，在衰减模式切换时间Tfs长的情况下，高速衰减模式的期间变长，电流测定值Icoil的衰减变大。相反地，在衰减模式切换时间Tfs短的情况下，高速衰减模式的期间变短，电流测定值Icoil的衰减变小。

因此，通过以抵消充电模式时间TON的增加的方式缩短前1步(1PWM周期前)的衰减模式切换时间Tfs，从而能够使电流测定值Icoil适宜地接近基准电流值Iref。在以下的图13至图15中说明实现上述模式的处理。

图10是与电机的电角相应的分支处理例程的流程图。

此外，图10表示根据存储于ROM103中且由CPU101执行的控制程序的处理，并由未图示的上级装置的驱动指示而启动。以下，以Y相的控制为例进行说明。X相的控制和Y相的控制只是电角θ的判定条件相差90°。

在步骤S10中，CPU101判定电角θ。

在电角θ超过90°且为142°以下的情况下，CPU101前进至步骤S11，执行缓慢下降期间中的PWM周期处理。在下述图11和图12中说明缓慢下降期间中的PWM周期处理。电角θ为90°的情况是指所述基准电流值开始下降的情况。电角为142°的情况是指基准电流值开始下降后旋转+52°的角度。

其后，CPU101若判定继续驱动(步骤S14→是)，则返回步骤S10的处理。CPU101若未判定继续驱动(步骤S14→否)，则结束图10的处理。

在电角θ超过142°且为180°以下的情况下，CPU101前进至步骤S12，执行迅速下降期间中的PWM周期处理。在下述图13和图14中说明迅速下降期间中的PWM周期处理。电角为90°的情况是指所述基准电流值的下降结束的情况。

其后，CPU101若判定继续驱动(步骤S14→是)，则返回步骤S10的处理。CPU101若未判定继续驱动(步骤S14→否)，则结束图10的处理。

在电角θ超过0°且为90°以下的情况下，CPU101前进至步骤S13，执行上升期间中的PWM周期处理。其后，CPU101若判定继续驱动(步骤S14→是)，则返回步骤S10的处理。CPU101若未判定继续驱动(步骤S14→否)，则结束图10的处理。

图11和图12是缓慢下降期间的PWM周期处理例程的流程图。在该处理的说明中，适当参照图8的缓慢下降期间的时序表。

此外，图11和图12表示根据存储于ROM103中且由CPU101执行的控制程序而进行的处理，并在缓慢下降期间中，在每个PWM周期中启动。

当迅速下降期间控制例程的处理开始时，计时器104复位，之后对PWM周期开始后的经过时间进行计时。并且，基于转子126的电角θ的推定值和图4或图5所示的波形，决定该PWM周期中的基准电流值Iref。决定的基准电流值Iref设置于桥控制部107(参照图2)。

另外，电流控制有效标志CLM在上次PWM周期中被设定为“0”。该上次PWM周期中设定的电流控制有效标志CLM也继续用于本次PWM周期。在上次PWM周期中，通过执行下述图12的步骤S34从而电流控制有效标志CLM被设定成“0”。下文中对该步骤S34的处理的详情进行叙述。

在步骤S20中，PWM信号发生器113使H桥电路20以充电模式动作。接下来，在步骤S21中，电流限制控制部112取得阈值超过标志CL。此外，在本例程中，阈值超过标志CL直到再次执行步骤S21前不变。

(在时间Tcs启用电流控制的处理)

步骤S22～S24是在图8的时间Tcs启用电流控制的处理。

在步骤S22中，桥控制部107判定是否经过了时间Tcs，若该判定条件不成立(否)，则前进至步骤S35的处理。

通过所述步骤S20的处理，从而H桥电路20在PWM周期开始时以充电模式动作。进而通过步骤S22的处理，从PWM周期开始的时间Ts至时间Tcs成为最小导通时间。

在没有最小导通时间的情况下，有电流波形大幅下降的情况。即，由于电流波形的波动变大，所以电机的转矩损耗、振动、噪音变大。对此，在本实施方式中，从PWM周期开始时至时间Tcs为止，动作模式被设定成充电模式，因此可抑制电机电流的电流波动。由此，可使电机的驱动效率上升，并且可降低电机的转矩损耗及噪音、振动等。

在步骤S23中，桥控制部107判定是否为时间Tcs，若该判定条件成立(是)，则在步骤S24中，将电流控制有效标志CLM设定为“1”。该电流控制有效标志CLM在下述图12的步骤S34中被参照。

(时间Tmax以前的切入低速衰减模式处理)

步骤S25～S29是在经过图8的时间Tmax前，从充电模式向低速衰减模式切入的处理。

在步骤S25中，桥控制部107判定是否经过了时间Tmax，若该判定条件成立(是)，则前进至步骤S26的处理。

在步骤S26中，电流限制控制部112判定阈值超过标志CL是否为“1”，若该判定条件不成立(否)，则前进至图12的步骤S30的处理。

在步骤S27中，电流限制控制部112判定电流控制有效标志CLM是否为“1”，若该判定条件不成立(否)，则前进至图12的步骤S30的处理。

接下来，在步骤S28中，桥控制部107判定H桥电路20是否以充电模式动作，若该判定条件不成立(否)，则前进至图12的步骤S30的处理。

在步骤S29中，PWM信号发生器113对H桥电路20进行以低速衰减模式动作的指示，并前进至图12的步骤S30的处理。

(在时间Tcs以后的时间Tmax时的切入低速衰减模式处理)

步骤S30～S32是在图8的时间Tmax时从充电模式向低速衰减模式切入的处理。

在步骤S30中，桥控制部107判定是否为时间Tmax，若该判定条件不成立(否)，则前进至步骤S33的处理。

接下来，在步骤S31中，桥控制部107判定H桥电路20是否以充电模式动作。若该判定条件成立(是)，则在步骤S32中，PWM信号发生器113对H桥电路20进行以低速衰减模式动作的指示。

(在时间Tce的下一周期准备处理)

步骤S33、S34是在图9的时间Tce进行下一PWM周期准备的处理。

在步骤S33中，桥控制部107判定是否为时间Tce，若该判定条件不成立(否)，则前进至步骤S35的处理。若该判定条件成立(是)，则在步骤S34中将电流控制有效标志CLM设定成“0”。在步骤S34中设定的电流控制有效标志CLM也继续用于下次PWM周期。

在步骤S35中，桥控制部107判定是否为当前的PWM周期结束的时间Te。若该判定条件不成立(否)，则桥控制部107返回图11的步骤S21的处理，重复该PWM周期的处理。若该判定条件成立(是)，则结束当前的PWM周期的处理。

图13和图14是迅速下降期间的PWM周期处理例程的流程图。在该处理的说明中，适当参照图9的迅速下降期间的时序表。

此外，图13和图14表示根据存储于ROM103中且由CPU101执行的控制程序的处理，并在迅速下降期间中，在每个PWM周期中启动。

当迅速下降期间控制例程的处理开始时，计时器104复位，之后对PWM周期开始后的经过时间进行计时。并且，基于转子126的电角θ的推定值和图4或图5所示的波形，决定该PWM周期中的基准电流值Iref。决定的基准电流值Iref设置于桥控制部107(参照图2)中。

另外，电流控制有效标志CLM在上次PWM周期中被设定成“0”。该上次PWM周期中设定的电流控制有效标志CLM也继续用于本次PWM周期。在上次PWM周期中，通过执行下述步骤S63从而电流控制有效标志CLM被设定成“0”。下文对该步骤S63的处理的详情进行叙述。

在步骤S40中，PWM信号发生器113使H桥电路20以充电模式动作，在步骤S41中，桥控制部107开始测量充电模式时间TON。

接下来，在步骤S42中，桥控制部107从计时器104获取经过时间，进而电流限制控制部112获取阈值超过标志CL。此外，在本例程中，经过时间及阈值超过标志CL直到再次执行步骤S42前不变。

(在时间Tcs启用电流控制的处理)

步骤S43～S45是在图9的时间Tcs启用电流控制的处理。

在步骤S43中，桥控制部107判定是否经过了时间Tcs，若该判定条件不成立(否)，则前进至图14的步骤S64的处理。

通过所述步骤S40的处理，从而H桥电路20在PWM周期开始时以充电模式动作。进而，通过步骤S43的处理，从PWM周期开始的时间Ts至时间Tcs成为最小导通时间。

在没有最小导通时间的情况下，有电流波形大幅下降的情况。即，由于电流波形的波动变大，所以电机的转矩损耗、振动、噪音变大。对此，在本实施方式中，PWM周期开始时至时间Tcs为止，动作模式被设定成充电模式，因此可抑制电机电流的电流波动。由此，可使电机的驱动效率上升，并且可降低电机的转矩损耗及噪音、振动等。

在步骤S44中，桥控制部107判定是否为时间Tcs，若该判定条件成立(是)，则在步骤S45中，将电流控制有效标志CLM设定成“1”。该电流控制有效标志CLM在下述步骤S48中被参照。

(时间Tcs以后且衰减模式切换时间Tfs以前的切入高速衰减模式处理)

步骤S46～S51是在图9的时间Tcs以后且衰减模式切换时间Tfs以前，从充电模式向高速衰减模式切入的处理。

在步骤S46中，桥控制部107判定是否经过了时间Tfs，若该判定条件成立(是)，则前进至图14的步骤S52的处理。

在步骤S47中，电流限制控制部112判定阈值超过标志CL是否为“1”，若该判定条件不成立(否)，则前进至图14的步骤S52的处理。

在步骤S48中，电流限制控制部112判定电流控制有效标志CLM是否为“1”，若该判定条件不成立(否)，则前进至图14的步骤S52的处理。

接下来，在步骤S49中，桥控制部107判定H桥电路20是否以充电模式动作，若该判定条件不成立(否)，则前进至图14的步骤S52的处理。

在步骤S50中，桥控制部107存储充电模式时间TON，并在步骤S51中，PWM信号发生器113对H桥电路20进行以高速衰减模式动作的指示。其后，桥控制部107前进至图14的步骤S52的处理。

(时间Tcs以后且衰减模式切换时间Tfs的切入低速衰减模式处理)

图14所示的步骤S52～S56是在图9的时间Tcs以后且衰减模式切换时间Tfs从充电模式或高速衰减模式向低速衰减模式切入的处理。

在步骤S52中，桥控制部107判定是否经过了衰减模式切换时间Tfs，若该判定条件不成立(否)，则前进至步骤S64的处理。

在步骤S53中，桥控制部107判定是否为衰减模式切换时间Tfs，若该判定条件不成立(否)，则前进至步骤S57的处理。

接下来，在步骤S54中，桥控制部107判定H桥电路20是否以充电模式动作。若该判定条件成立(是)，则桥控制部107在步骤S55中存储充电模式时间TON。

进而，在步骤S56中，PWM信号发生器113对H桥电路20进行以低速衰减模式动作的指示。通过该处理，在图9的期间51～54的衰减模式切换时间Tfs中，以实线示出的电流测定值Icoil从陡峭的衰减切换成平缓的衰减。在图9中，虽然没有图示出上次下降期间的衰减模式切换时间Tfs，但例如在期间52、54中，以虚线示出的电流测定值Icoil从陡峭的衰减切换成平缓的衰减。该切换时间为上次下降期间的衰减模式切换时间Tfs。

(在时间Tcs、Tfs以后的时间Tmax时的切入低速衰减模式处理)

步骤S57～S60是在图9的时间Tcs和衰减模式切换时间Tfs以后的时间Tmax时从充电模式或高速衰减模式向低速衰减模式切入的处理。

在步骤S57中，桥控制部107判定是否为时间Tmax，若该判定条件不成立(否)，则前进至步骤S61的处理。

接下来，在步骤S58中，桥控制部107判定H桥电路20是否以充电模式动作。若该判定条件成立(是)，则桥控制部107在步骤S59中存储充电模式时间TON。

进而，在步骤S60中，PWM信号发生器113对H桥电路20进行以低速衰减模式动作的指示。通过该处理，在图9的期间53的时间Tmax中，以虚线示出的电流测定值Icoil从陡峭的衰减切换成平缓的衰减。

(时间Tcs、Tfs以后在时间Tce的下一周期准备处理)

步骤S61～S63是在图9的时间Tcs和衰减模式切换时间Tfs以后的时间Tce进行下一PWM周期准备的处理。

在步骤S61中，桥控制部107判定是否为时间Tce，若该判定条件不成立(否)，则前进至步骤S64的处理。若该判定条件成立(是)，则在步骤S62中进行下一PWM周期的电机动作条件设定和衰减模式切换时间设定(参照图15)，在步骤S63中将电流控制有效标志CLM设定成“0”。在步骤S63中设定的电流控制有效标志CLM也继续用于下次PWM周期。

在步骤S64中，桥控制部107判定是否为当前PWM周期结束的时间Te。若该判定条件不成立(否)，则桥控制部107返回至图13的步骤S42的处理，重复该PWM周期的处理。若该判定条件成立(是)，则结束当前的PWM周期的处理。

图15是衰减模式切换时间设定的流程图。在此，示出在图14的步骤S62的电机动作条件设定处理中实施的衰减模式切换时间设定的详情。

在步骤S70中，桥控制部107获取本次PWM周期的充电模式时间TON。

在步骤S71中，桥控制部107判定充电模式时间TON是否大于上次下降期间的同一编号的PWM周期的充电模式时间TON_o。桥控制部107若判定充电模式时间TON大于上次充电模式时间TON_o(是)，则前进至步骤S72的处理。桥控制部107若判定充电模式时间TON不大于上次充电模式时间TON_o(否)，则前进至步骤S73的处理。

在步骤S72中，桥控制部107使下次下降期间的前1步的衰减模式切换时间Tfs减少给定量，并前进至步骤S74的处理。在此，前1步的衰减模式切换时间Tfs是指PWM周期编号小1的衰减模式切换时间Tfs。

在步骤S73中，桥控制部107使下次下降期间的前1步的衰减模式切换时间Tfs增加给定量。

在步骤S74中，桥控制部107将充电模式时间TON设定成充电模式时间TON_o。由此，本次充电模式时间TON在下次下降期间中作为充电模式时间TON_o被参照。桥控制部107若结束步骤S74的处理，则结束图15的处理。

在该衰减模式切换时间设定中，变更下次下降周期的前1步的衰减模式切换时间Tfs，以使下次下降周期的充电模式时间TON相对于本次下降周期稳定。由此，在下次下降周期中，可使电流测定值Icoil接近基准电流值Iref。

图16是表示比较例的噪声频谱的图，图17是表示本实施方式的噪声频谱的图。图16和图17的曲线图的横轴表示频率。曲线图的纵轴表示电机驱动时的噪声。

比较例的噪声频谱表示在电机电流的下降期间中，执行图13和图14所示的PWM周期处理时的噪声分量。本实施方式的噪声频谱相对于比较例可抑制9KHz至1.5KHz的噪声。9KHz至1.5KHz的噪声为可听区域，因此通过抑制噪声，能够提高电机的静音性。

(变形例)

本发明不限于上述实施方式，在不脱离本发明主旨的范围，可加以变更而实施，例如，有如下(a)～(e)。

(a)在上述实施方式中，对作为使用程序的软件处理进行了说明。但也可以由使用ASIC(Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路)、或FPGA(field-programmable gate array，现场可编程逻辑门阵列)等的硬件处理来实现。

(b)在上述实施方式中，应用FET作为构成H桥电路20的开关元件。但取而代之，也可应用双极晶体管、IGBT(绝缘栅双极晶体管：Insulated Gate Bipolar Transistor)、其它开关元件。

(c)另外，在上述实施方式中，对应用双极型2相步进电机作为电机120的例子进行了说明，但电机120的种类或相数也可以视用途而应用各种种类或相数。

(d)在上述实施方式中，采用微步方式作为基准电流值Iref的设定方式，但基准电流值Iref也可以使用相对于电角θ连续变化的值。

(e)不限于上述实施方式的2极步进电机，也可以应用于具有4极或其以上的极数的步进电机。此外，在2极步进电机中，机械角θ_m和电角θ一致。在4极步进电机中，机械角θ_m的2倍为电角θ。

符号说明

2、4、6、8、15、17开关元件；12、14、16、18二极管；20、20X、20YH桥电路；100电机控制装置(电机电流控制装置的一例)；101CPU(控制单元)；102RAM；103ROM；104计时器；105I/O端口；106总线；107桥控制部(控制单元的一部分)；110桥控制电路；111电流滤波器(控制单元的一部分)；112电流限制控制部(控制单元的一部分)；113PWM信号发生器(控制单元的一部分)；114比较器；115D/A转换器；116电流检测部；117A/D转换器；118BEMF检测部；120电机；122XP、122XN、122YP、122YN定子(电机线圈的一例)；124X、124Y、124定子绕组；126转子；130上级装置；140直流电源；142接地线。