阅读说明：本技术 正交时频空系统的信号接收方法、接收装置及存储介质 (Signal receiving method, receiving device and storage medium of orthogonal time-frequency space system ) 是由 别志松 靳宸茜 许文俊 高晖 林雪红 于 2019-09-03 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种正交时频空系统的信号接收方法,包括：对接收信号进行正交频分复用(OFDM)解调,得到时频域接收信号；对所述时频域的接收信号进行时频域线性均衡；其中,在时频域线性均衡时使用带状矩阵代替频域信道响应矩阵；将经过时频域均衡的时频域接收信号变换至时延-多普勒域；对时延-多普勒域的接收信号进行时延-多普勒域均衡；以及输出经过时延-多普勒域均衡的时延-多普勒域的接收信号。本发明还公开了接收装置以及计算机可读存储介质。(The invention discloses a signal receiving method of an orthogonal time-frequency space system, which comprises the following steps: carrying out Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) demodulation on the received signal to obtain a time-frequency domain received signal; performing time-frequency domain linear equalization on the received signals of the time-frequency domain; wherein, a banded matrix is used for replacing a frequency domain channel response matrix in time-frequency domain linear equalization; transforming the time-frequency domain received signal after the time-frequency domain equalization to a time delay-Doppler domain; carrying out delay-Doppler domain equalization on a received signal in a delay-Doppler domain; and outputting the delay-Doppler domain equalized delay-Doppler domain received signal. The invention also discloses a receiving device and a computer readable storage medium.)

正交时频空系统的信号接收方法、接收装置及存储介质

技术领域

本发明涉及移动通信技术，特别涉及一种正交时频空系统的信号接收方法、接收装置及计算机可读存储介质。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术是目前应用最广泛的通信技术之一，其主要用于对抗引起符号间干扰的多径效应，同时还可实现高速率的数据传输。

然而，未来无线通信网络，如新一代宽带无线通信(5G/B5G)，将面临高动态的通信信道环境，比如在高移动性场景(如高铁)和毫米波(mmWave)通信中。高动态的信道表现出双色散性质，包括由于多径引起的时间色散和由于多普勒拓展引起的频率色散。当前通信系统所使用的OFDM调制能够用来对抗由于时间色散所引起的符号间干扰(Inter SymbolInterference，ISI)。但是，由于频率色散所引起的载波间干扰(Inter-CarrierInterference，ICI)却会对OFDM系统的性能产生巨大损害。

在这种情况下，正交时频空(Orthogonal Time Frequency Space，OTFS)调制技术便运营而生。具体来讲，OTFS系统将发送信息承载在时延-多普勒域，在发射端通过逆辛有限傅里叶变换(Inverse Symplectic Finite Fourier Transform，ISFFT)，将每一个时延-多普勒域信息符号拓展至一定范围内的整个时频域，进而保证OTFS帧内的每一个符号都经历一个相对稳定的信道，也即将一个双色散的信道转化为一个几乎无频率/时间色散的信道。在接收端，OTFS系统通过辛有限傅里叶变换(Symplectic Finite Fourier Transform，ISFFT)，将时频域的信息转换到时延-多普勒域进而进行均衡解调等操作。因此，OTFS作为一种新型多载波调制技术，能够有效对抗高动态的通信信道环境，展现出对高多普勒拓展的强鲁棒性。

对OTFS系统而言，接收端均衡器的复杂度对其实际应用非常重要。现有的OTFS系统均衡技术主要分为两类：第一类为非线性均衡方法，其误码率性能较好，但是复杂度很高，因此实用性低；第二类为线性均衡，但是传统的线性均衡技术一般都包含矩阵求逆操作，对于现实通信中较大的数据维度而言，矩阵求逆的复杂度是难以接受的。

发明内容

有鉴于此，本发明的实施例提出了一种正交时频空系统的信号接收方法。该方法可以包括：

对接收信号进行OFDM解调，得到时频域接收信号；

对所述时频域的接收信号进行时频域线性均衡；其中，在时频域线性均衡时使用带状矩阵代替频域信道响应矩阵；

将经过时频域均衡的时频域接收信号变换至时延-多普勒域；

对时延-多普勒域的接收信号进行时延-多普勒域均衡；以及

输出经过时延-多普勒域均衡的时延-多普勒域的接收信号。

其中，上述时频域线性均衡包括：将所述频域信道响应矩阵主对角线上的N个M×M维的非零子块作为N个M×M维的第一子矩阵，其中，N为OFDM符号数；M为一个OFDM符号所包含的子载波数；使用带状矩阵替代所述第一子矩阵；以及基于所述带状矩阵，对所述时频域接收信号进行线性均衡。

其中，上述带状矩阵保留了所述第一子矩阵主对角线宽度2Q+1的带状区域以及左上、右下角位置上直角边长为Q的三角形内元素，其余位置的元素均为0值，其中，Q为预先设置的宽度参数。

其中，上述时频域线性均衡进一步包括：将所述带状矩阵拆分为M个(2Q+1)×(4Q+1)的第二子矩阵；其中，其中，Q为预先设置的宽度参数；以及所述对所述时频域接收信号进行线性均衡包括：基于所述第二子矩阵对所述时频域接收信号进行线性均衡。

上述线性均衡包括最小均方差均衡或迫零均衡。

上述拆分包括：根据如下公式对所述带状矩阵进行拆分：

其中，

为带状矩阵第n行m列位置的元素。

本发明的实施例还提出了一种正交时频空系统的接收装置，该装置包括：

OFDM解调器，用于对接收信号进行OFDM解调，得到时频域接收信号；

时频域均衡器，用于对所述时频域的接收信号进行时频域线性均衡；其中，在时频域线性均衡时使用带状矩阵代替频域信道响应矩阵；

SFFT接收窗，用于将经过时频域均衡的时频域接收信号变换至时延-多普勒域；以及

时延-多普勒域均衡器，用于对时延-多普勒域的接收信号进行时延-多普勒域均衡，并输出经过时延-多普勒域均衡的时延-多普勒域的接收信号。

其中，上述时频域均衡器包括：

拆分模块，用于将所述频域信道响应矩阵拆分为N个M×M维的第一子矩阵，其中，M为子载波数，N为OFDM符号数；

替代模块，使用带状矩阵替代所述第一子矩阵；以及

均衡模块，基于所述带状矩阵，对所述时频域接收信号进行线性均衡。

上述时频域均衡器进一步包括：

第二拆分模块，用于将所述带状矩阵拆分为M个(2Q+1)×(4Q+1)的第二子矩阵；其中，Q为预先设置的宽度参数；以及

所述均衡模块用于基于所述第二子矩阵对所述时频域接收信号进行线性均衡。

本发明的实施例提出了计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现上述信号接收方法。

本发明的实施例采用了二级均衡技术，对接收信号在时频域、时延-多普勒域分别进行了均衡，获得了额外的分集增益。具体的，在时频域均衡中，采用了简化的低复杂的线性均衡算法，降低了均衡求逆所需的复杂度。而在时延-多普勒域采用的均衡技术能够消除前一级均衡误差所带来的ISI，同时依靠其类似于DFE均衡器的结构有效利用了分集增益，因此可以大幅提升了OTFS系统接收机性能。

附图说明

图1为本发明一些实施例所述的OTFS系统100的内部结构示意图；

图2为本发明一些实施例所述的OTFS接收端200的内部结构示意图；

图3显示了在归一化多普勒频率f_d＝0.1情况下频域信道响应矩阵

的功率分布图；

图4显示了本发明实施例所述的带状矩阵的示意图；

图5为本发明一些实施例所述的正交时频空系统的信号接收方法流程示意图；

图6为本发明实施例所述信号接收方法所采用的二级均衡与传统线性均衡方法性能比较示意图；以及

图7为本发明实施例所述实现信号接收的计算设备的内部结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明作进一步详细说明。

如前所述，OTFS作为一种新型多载波调制技术，能够有效对抗高动态的通信信道环境，展现出对高多普勒拓展的强鲁棒性。

图1为本发明一些实施例所述的OTFS系统100的内部结构示意图。如图1所示，上述OTFS系统100包括：OTFS发送端101和OTFS接收端102。其中，OTFS发送端101和OTFS接收端102之间经过信道103传递信号。需要说明的是，在本发明的实施例中，上述信道103可以线性时变(LTV)信道。

如图1所示，上述OTFS发送端101的内部可以包括：ISFFT发送窗1011和OFDM调制器1012。上述OTFS接收端102的内部可以包括：OFDM解调器1021、SFFT接收窗1022和均衡器1033。

从图1可以看出，上述OTFS系统100的模型与传统OFDM系统模型类似，可将其看作是在OFDM的基础上，在发送端新增了从时延-多普勒域到时频域的转换预处理以及在接收端新增了从时频域到时延-多普勒域的转换以及信号均衡的后处理。

具体而言，在本发明的一些实施例中，上述OTFS发送端101预先可以对时延-多普勒域进行划分。具体可以是将时延-多普勒域划分为M×N的时延-多普勒格Γ，其中，

其中，NT为持续时间，Δf为子载波间隔。接下来，上述OTFS发送端101就可以在此格点Γ上发送调制序列S[l,k]了。在这里，N可以是OTFS系统所包含的OFDM符号数；M可以是一个OFDM符号内所包含的子载波数。

具体而言，上述OTFS发送端101的ISFFT发送窗1011可以通过ISFFT变换，将上述调制序列S[l,k]从时延-多普勒域转换到时频域中，记为X[m,n]，其中，m＝0,1,…,M-1,n＝0,1,…,N-1。在本发明的一些实施例中，上述时频域的调制序列X[m,n]可以通过如下公式(1)得到。

由上述公式(1)可看出，SFFT^-1变换实际上是对矩阵S做了M点的离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)，并在变换后又进行了N点的逆离散傅里叶变换(Inverse DFT，IDFT)。为了方便理解，可以将公式(1)改写作如下矩阵相乘的公式(2)的形式。

其中，F_M为M点的DFT变换矩阵且为酉矩阵即满足

此外，根据Kronecker积的定义，可进一步将上述公式(2)改写为如下公式(3)。

其中，s,x分别为时延-多普勒域符号S和时频域符号X列向量化表示的结果，

通常，在发送至OFDM调制器1012处理之前，OTFS发送端101还需要分别对时频域符号矩阵X中每列的元素进行加窗处理(图1中未显示上述加窗处理)。在本发明的实施例中，加窗处理结果可以用

表示，加窗处理结果

可以由如下的公式(4)表示：

其中，U为发送窗函数的矩阵表示形式。在本发明的一些实施例中，上述发送窗函数U可选择为理想窗、矩形窗等。

至此，时延-多普勒域到时频域的预处理部分已全部结束，根据上述公式(3)和(4)可将上述预处理结果表示为如下的公式(5)。

接下来，上述OTFS发送端101的OFDM调制器1012将对上述预处理结果

进行OFDM调制。具体地，上述OFDM调制器1012将

看作是N个具有M个子载波的OFDM符号，每个符号进行M点IDFT后形成时域OFDM符号。接下来，可以仿照OFDM系统处理为消除符号间干扰在每个符号前添加循环前缀(Cyclic Prefix，CP)。然后，上述OFDM符号将通过无线的信道103进行传输。

具体地，在本发明的一些实施例中，可以将第n个OFDM符号的第k个样值表示为

故时域OFDM符号可由如下的公式(6)表示：

其中，

表示第n个OFDM符号的第m个子载波，M为DFT点数，M_cp为CP长度且其长度要大于或等于信道最大多径时延，

在本发明的一些实施例中，假设信道的时域冲击响应为h[n,l]，则经过上述OTFS接收端102的OFDM解调器1021移除CP后得到的信号将如下公式(7)所示：

其中，L为多径数目，h^k[n,l]为一个OFDM符号第k个样值对应的时变信道时域冲激响应，w[n,k]为均值为0、方差为σ²的高斯白噪声样值。

进一步用A_cp表示为符号添加CP的矩阵，R_cp表示移除CP的矩阵，H表示信道的时域响应矩阵，如此，上述公式(7)可表示为如下述公式(8)所示的矩阵向量的形式：

接下来，OFDM解调器1021可以对

做DFT变换可得到时频域信号也即OFDM解调器1021的输入输出关系式可用如下公式(9)所示矩阵形式表示：

其中，

为信道的频域信道响应矩阵，其为一个分块对角阵，可具体由如下公式(10)表示：

其中，

为第n个OFDM符号的频率响应矩阵。

在上述OFDM解调器1021进行解调处理后，上述SFFT接收窗1022将进一步对上述接收信号进行SFFT处理。具体而言，在本发明的一些实施例中，上述SFFT处理可以具体包括接收窗以及SFFT变换处理。此过程相当于ISFFT发送窗1011处理过程的逆过程。

在本发明的一些实施例中，将时延-多普勒域的接收信号记为r，则接收信号r可由如下公式(11)表示：

其中，V为接收窗函数的矩阵表示形式。

进一步，根据上述公式(4)、(9)以及(11)，可推导出上述OTFS系统的输入输出模型将如下述公式(12)所示：

其中，

代表时延-多普勒域的高斯白噪声向量。

用矩阵形式可以将上述公式(12)表示为如下公式(13)的形式：

这样就得到了OTFS系统在时延-多普勒域的信道响应矩阵H_2D，其中，

上述计算推导过程为后续进行均衡恢复发送信号打下了基础。

考虑到实际应用的可行性，将发送窗U、接收窗V可以选择为矩形窗，即另U＝V＝I_NM，此时，时延-多普勒域的信道响应矩阵可进一步简化为如下公式(14)的形式：

由于高速移动场景引起的ICI会降低接收信号的信噪比，因此，在接收端需加上均衡器1033对接收信号进行均衡。

下面以最小均方误差(MMSE)线性均衡为例说明对OTFS系统的接收信号进行均衡补偿的传统方法。通常均衡器1033在进行均衡补偿时，需要假设目前已知信道状态信息。

如采用MMSE线性均衡，假设MMSE均衡的系数矩阵为G，根据上述公式(13)和(14)，均衡器1033的均衡结果可由如下公式(15)表示：

根据MMSE算法要求，需要最小化发送信号s和Gr之间的均方误差，也即要使的E{ee^H}＝E{(Gr-s)(Gr-s)^H}最小。

在这种情况下，假设接收到的信号r与误差e不相关，可以将上述假设条件转换为要求下面的公式(16)成立，从而满足MMSE要求。

E{er^H}＝0 (16)

将上述公式(16)带入公式(15)，可得到下述公式(17)

G·E{rr^H}-E{sr^H}＝0 (17)

进一步，根据公式(13)可得下述公式(18)和(19)。

由此，时延-多普勒域MMSE线性均衡的系数矩阵G可以由下述公式(20)表示：

并且，MMSE线性均衡的结果可以由下述公式(21)表示：

由上述公式(21)可以看出，OTFS系统在时延-多普勒域中做MMSE线性均衡器的主要复杂度由NM×NM的矩阵求逆计算所决定，而一旦NM的维度增大此种均衡方法几乎是难以应用的。

为了降低均衡处理的复杂度，本发明的实施例提出了一种二级均衡的方案，具体地，接收端首先在时频域进行一次均衡，然后再在时延-多普勒域进行一次均衡。通过上述两次均衡处理可以非常有效地降低均衡处理的复杂度，并且可以提高均衡效果。

图2显示了本发明实施例所述的OTFS接收端200的结构。如图2所示，本发明实施例所述的OTFS接收端200包括：OFDM解调器201、时频域均衡器202、SFFT接收窗203和时延-多普勒域均衡器204。

其中，上述OFDM解调器201可以对从信道接收的信号进行OFDM解调处理，得到时频域接收信号。

上述OFDM解调器201的具体操作过程可以参考上述OFDM解调器1021的处理过程，在此不再赘述。

上述时频域均衡器202可以对上述时频域的接收信号进行时频域均衡处理。具体处理过程将在下文中详细说明。

上述SFFT接收窗203可以对经过时频域均衡的时频域接收信号进行接收窗以及SFFT变换处理，得到时延-多普勒域接收信号。

上述SFFT接收窗203的具体操作过程可以参考上述SFFT接收窗1022的处理过程，在此不再赘述。

上述时延-多普勒域均衡器204可以对上述时延-多普勒域接收信号进行时延-多普勒域均衡处理。具体处理过程也将在下文中详细说明。

下面将详细说明本发明实施例中上述时频域均衡器202进行时频域均衡处理的过程。

在本发明的实施例中，根据上述公式(10)所展示的信道的频域信道响应矩阵H_f的结构，H_f是一个分块对角矩阵，由于其在主对角线上有N个M×M维的非零子块，因此，可以将其中每一个非零子块作为一个小矩阵即可得到N个M×M维的小矩阵H_f,n，其中，0≤n≤N-1。在这种情况下，可以将上述公式(9)，也即OFDM解调器201的输入输出关系式，改写为如下公式(22)，并进一步得到如下的公式(23)：

y_n＝H_f,nx_n+w_n,0≤n≤N-1 (23)

并且，在上述公式(23)中y_n＝[y_N×n,y_N×n+1,…,y_N×n+M-1]^T，x_n＝[x_N×n,x_N×n+1,…,x_N×n+M-1]^T。因此，在本发明的实施例中，可将上述公式(23)看作第n个OFDM符号在时频域的输入输出模型。

下面再对这第n个OFDM符号的时频域均衡算法进行推导。

为了方便推导，在本发明的实施例中，将第n个OFDM符号的频域信道响应矩阵H_f,n称为第一子矩阵，记为将y_n记为b，将x_n记为a，将w_n记为v，则上述公式(23)可表示为下述公式(24)：

图3显示了在归一化多普勒频率f_d＝0.1情况下频域信道响应矩阵

的功率分布图，其中，假设N＝M＝32。

由图3可看出，由于快速时变信道引起的ICI的作用，矩阵将不再是对角阵，因此，传统的单抽头均衡器不适用此情况。而信道的ICI具有稀疏分布的特点，子载波信号所受的影响主要是相邻有限数目的在信道造成的。根据这一特性，在本发明的实施例中，可利用具有带状结构的矩阵(简称为带状矩阵)去近似实际的频域信道响应矩阵来简化均衡的复杂度。

因此，在本发明的实施例中，在将信道的频域信道响应矩阵H_f拆分为N个M×M维的第一子矩阵

之后，上述时频域均衡器202可以进一步使用带状矩阵

替代上述第一子矩阵

图4显示了本发明实施例所述的带状矩阵示意图。由图4可看出，近似后的带状矩阵

与

功率分布图的结构十分相似，带状矩阵

保留了第一子矩阵

主对角线宽度2Q+1的带状区域以及左下、右上角位置上直角边长为Q的三角形区域内元素，其余位置的元素均为0值。其中，上述Q为预先设至的宽度参数，Q值越大，上述带状矩阵越接近上述第一子矩阵

接下来，基于上述带状矩阵

上述时频域均衡器202可以通过线性均衡方式对上述OFDM解调器201输出的时频域接收信号进行均衡。

具体地，以MMSE线性均衡为例，根据上述公式(24)可以得到如下公式(25)所示的OFDM解调器201的输入输出关系式：

基于上述公式(25)，可以得到对第n个OFDM符号进行MMSE均衡的结果由如下的公式(26)表示：

基于上述公式(25)，可以得到对第n个OFDM符号进行迫零均衡的结果由如下的公式(27)表示：

由此可以看出，比起在时延-多普勒域进行MMSE均衡，在进行时频域均衡过程中通过用带状矩阵替换第n个OFDM符号的频域信道响应矩阵，可以大大降低对信道矩阵求逆的计算复杂度，从而降低均衡处理的复杂度。

在本发明的实施例中，为了进一步简化上述时频域均衡的复杂度，上述时频域均衡器202可以进一步将上述带状矩阵拆分为M个(2Q+1)×(4Q+1)的第二子矩阵

在本发明的实施例中，上述拆分具体可以通过如下的公式(28)得到：

其中，

为带状矩阵第n行m列位置的元素。

下面将仿照公式(24)的形式构建与上述第二子矩阵

相关的信道信息公式(29)：

其中，在上述信道信息公式(29)中，b_k＝[b_{(k-Q)mod M},…,b_{(k+Q)mod M}]^T，a_k＝[a_{(k-2Q)mod M},…,a_{(k+2Q)mod M}]^T。

例如，在Q＝1的情况下，并且假设带状矩阵

可以表示为如下公式(30)所示的结构：

此时，若想求第一个子载波a₀的符号，根据上述公式(28)所示的拆分方法构造

即可得到如下公式(31)所示的

并且可以得到与相关的信道信息公式(32)

接下来，基于上述第二子矩阵

上述时频域均衡器202可以通过线性均衡方式对上述OFDM解调器201输出的时频域接收信号进行均衡。

具体地，在采用MMSE均衡时，第n个OFDM符号第k个子载波的均衡结果可以由如下的公式(33)表示：

上述公式(33)中，e_2Q为只有第2Q个元素为1其余元素均为0的长度为4Q+1的列向量。

具体地，在采用ZF均衡时，第n个OFDM符号第k个子载波的均衡结果可以由如下的公式(34)表示：

上述公式(34)中，e_2Q为只有第2Q个元素为1其余元素均为0的长度为4Q+1的列向量。

基于上述说明，在本发明的实施例中，上述时频域均衡器202可以包括：

拆分模块，用于将频域信道响应矩阵拆分为N个M×M维的第一子矩阵，其中，M为子载波数，N为OFDM符号数；

替代模块，用于使用带状矩阵替代所述第一子矩阵；以及

均衡模块，用于基于所述带状矩阵，对所述时频域接收信号进行线性均衡。

上述时频域均衡器202可以进一步包括：第二拆分模块，用于将所述带状矩阵拆分为M个(2Q+1)×(4Q+1)的第二子矩阵。在这种情况下，上述均衡模块用于基于所述第二子矩阵，对所述时频域接收信号进行线性均衡。

由此可见，采用上述方法只需对上述公式(27)中(2Q+1)×(4Q+1)的第二子矩阵进行求逆运算，其计算复杂度远远小于直接对NM×NM的信道矩阵进行求逆运算的计算复杂度，也小于对M×M的第一子矩阵或带状矩阵进行求逆运算的计算复杂度。

在本发明的实施例中，因为带状矩阵仅保留了部分原始频域信道响应矩阵的元素，所以此算法的性能与保留矩阵数据宽度的Q有关系，Q越大意味着保留的信道信息越多故算法性能越好但同时复杂度也会增加。一般在实际应用中，选择Q≥[f_d]+1即可逼近直接对NM×NM矩阵求逆的MMSE均衡算法性能。

在本发明的实施例中，记上述时频域均衡算法的均衡结果为

上述SFFT接收窗203将均衡结果

映射到时延-多普勒域，可以得到如下公式(35)所示的时延-多普勒域信号：

由于SFFT变换的作用，时频域的均衡误差将转变为时延-多普勒域的ISI，因此，需要在时延-多普勒域应用一个均衡算法来消除上述ISI。

下面将详细说明本发明实施例所述时延-多普勒域均衡器204的处理过程。

在本发明的实施例中，在进行时延-多普勒域均衡之前，时延-多普勒域均衡器204可以进一步对上述SFFT接收窗203输出的时延-多普勒域信号进行预处理。具体而言，上述预处理步骤可以包括：

首先，对由上述公式(14)得到的时延-多普勒域的信道响应矩阵求自相关矩阵

然后，对上述自相关矩阵进行简化处理得到简化自相关矩阵

具体地，上述简化处理可以包括除去上述自相关矩阵

主对角线以及其中功率较小的值。这里，较小可以是指功率小于预先设定的阈值的值，例如1e-4。

经过上述预处理之后，上述时延-多普勒域均衡算法可由如下公式(36)表示：

其中，

代表将

进行硬判决的结果。上述硬判决具体是指：指将映射到距其最近的星座点上。

根据上述公式(36)，假设硬判决符号全部正确，也即

则时延-多普勒域均衡器输出可由如下公式(37)表示：

由上述公式(37)可以看出，通过上述均衡方法ISI被完全消除，输出信号中只有有用信号和加性噪声。

如此，上述时延-多普勒域均衡器204可以包括：

自相关模块，用于对时延-多普勒域的信道响应矩阵求自相关矩阵

简化模块，用于对上述自相关矩阵进行简化处理得到简化自相关矩阵

具体地，上述简化处理可以包括除去上述自相关矩阵

主对角线以及其中功率较小的值。

时延-多普勒域均衡模块，用于基于上述简化自相关矩阵

确定时延-多普勒域均衡结果。

具体地，上述时延-多普勒域均衡方法可由上述公式(36)表示。

观察上述公式(37)，上述结果与应用判决反馈均衡(DFE)的输出结果类似，所以上述时延-多普勒域均衡也可看作为一种DFE均衡器。故应用上述均衡器带来了性能上的提升。

基于上述研究结果，本发明的实施例提供了一种正交时频空系统的信号接收方法，该方法的具体实现过程如图5所示，主要包括：

步骤501：对接收信号进行OFDM解调，得到时频域接收信号。

其中，在本发明的实施例中，上述OFDM解调可以包括从接收信号中移除CP以及对接收信号做DFT变换等处理。

步骤502：对上述时频域的接收信号进行时频域线性均衡。其中，在时频域线性均衡时使用带状矩阵代替频域信道响应矩阵。

其中，在本发明的实施例中，上述时频域线性均衡具体可以包括：

步骤5021：将频域信道响应矩阵H_f主对角线上的N个M×M维的非零子块作为N个M×M维的第一子矩阵

步骤5022：使用带状矩阵

替代上述第一子矩阵

其中，带状矩阵保留了第一子矩阵

主对角线宽度2Q+1的带状区域以及左上、右下角位置上直角边长为Q的三角形内元素，其余位置的元素均近似为0值。

步骤5023：基于上述带状矩阵

对上述时频域接收信号进行线性均衡。

在本发明的实施例中，上述线性均衡可以是MMSE均衡或者迫零(ZF)均衡。

在本发明的实施例中，为了进一步降低时频域均衡的复杂度，在执行上述步骤5023之前还可以进一步执行：将上述带状矩阵

拆分为M个(2Q+1)×(4Q+1)的第二子矩阵在这种情况下，在步骤5023中，将基于上述第二子矩阵

通过线性均衡方式对上述时频域接收信号进行均衡。

具体地，在本发明的实施例中，可以通过上述公式(28)所示的方式将带状矩阵

拆分为M个(2Q+1)×(4Q+1)的第二子矩阵

在采用MMSE均衡方法时，上述均衡结果可以参考上述公式(33)。在采用ZF均衡方法时，上述均衡结果可以参考上述公式(34)

步骤503：将上述经过时频域均衡的时频域接收信号变换至时延-多普勒域。

具体地，在本步骤中，可以对经过时频域均衡的时频域接收信号进行SFFT变换处理，得到时延-多普勒域接收信号。

在本发明的实施例中，在执行上述步骤503之前还可以先对经过时频域均衡的时频域接收信号进行接收窗处理。其中，上述接收窗可以是矩形窗。

步骤504：对时延-多普勒域的接收信号进行时延-多普勒域均衡。

其中，在本发明的实施例中，上述时延-多普勒域线性均衡具体可以包括：

步骤5041，对时延-多普勒域的信道响应矩阵求自相关矩阵

步骤5042，对上述自相关矩阵进行简化处理得到简化自相关矩阵

具体地，上述简化处理可以包括除去上述自相关矩阵

主对角线以及其中功率较小的值。

步骤5043，基于上述简化自相关矩阵

确定时延-多普勒域均衡结果。其中，具体的均衡结果可以参考上述公式(36)。

步骤505：输出经过时延-多普勒域均衡的时延-多普勒域的接收信号。

综合上述两级均衡的操作可以看出，本发明的实施例可以在不增加传统时延-多普勒域线性MMSE均衡算法复杂度的前提下，大幅度提升接收机的性能。

首先，区别于单在时频域或时延-多普勒域进行均衡的方案，本发明提出的二级均衡的方案，首先进行时频域均衡，消除由多普勒扩展造成的ICI，再在时延-多普勒域进行均衡，消除由前一级均衡残余ICI所引起的ISI。其中，时频域均衡采用了一种低复杂度的线性均衡，降低了接收机的复杂度。之后的时延-多普勒域均衡方法近似于DFE，在消除ISI的同时也能够有效利用到分集增益，带来了性能上的提升。

对于本发明实施例提出的二级均衡算法，可以通过如下实验仿真高速移动环境下的算法性能，结果显示算法能获得额外的分级增益，提升了性能。

本次实验所采用的仿真参数设置如下表1所示：

参数名	参数值	参数名	参数值
				N	32	子载波间隔	30KHZ
M	32	CP长度	13
				调制方式	4QAM	信道模型	TU6

表1

为了比较新的算法与传统均衡的误比特率(BER)性能，仿真了归一化多普勒频率f_d＝0.1的情况下，本发明实施例所述的二级均衡方法的BER与传统MMSE均衡的BER与信噪比(SNR)之间的关系，并进行比较，仿真中假设精确的信道信息，Q＝2。

图6显示了本发明实施例所述实验的仿真结果。从图6所示的仿真结果中可以看到，本发明所述的二级均衡方法与传统的一级MMSE均衡方法相比BER性能得到了大幅的提升。简化的时频域均衡由于算法的简化，牺牲了一些性能，而时延-多普勒域的均衡很好消除了前一级均衡带来的均衡误差。

由上述描述可以看出，本发明的实施例采用了二级均衡技术，对接收信号在时频域、时延-多普勒域分别进行了均衡，获得了额外的分集增益。进一步，在时频域均衡中，采用了简化的低复杂的线性均衡算法，降低了均衡求逆所需的复杂度。而在时延-多普勒域采用的均衡技术能够消除前一级均衡误差所带来的ISI，同时依靠其类似于DFE均衡器的结构有效利用了分集增益，大幅提升了OTFS系统接收机性能。由此可以看出，本发明提出的二级均衡技术在实际工程中，有着广泛的应用前景。

本发明的实施例还提出了一种计算设备，该计算设备的内部结构如图7所示主要包括：至少一个处理器702，存储器704，以及连接上述装置的总,706。其中，上述至少一个处理器702用于执行存储器存储的机器可读指令模块708。在本发明的实施例中，上述一个或多个处理器执行的机器可读指令模块708以实现上述信号接收方法。

本发明的实施例还提供了一种计算机可读介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现上述信号接收方法。

所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。

另外，为简化说明和讨论，并且为了不会使本发明难以理解，在所提供的附图中可以示出或可以不示出与集成电路(IC)芯片和其它部件的公知的电源/接地连接。此外，可以以框图的形式示出装置，以便避免使本发明难以理解，并且这也考虑了以下事实，即关于这些框图装置的实施方式的细节是高度取决于将要实施本发明的平台的(即，这些细节应当完全处于本领域技术人员的理解范围内)。在阐述了具体细节(例如，电路)以描述本发明的示例性实施例的情况下，对本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下或者这些具体细节有变化的情况下实施本发明。因此，这些描述应被认为是说明性的而不是限制性的。

尽管已经结合了本发明的具体实施例对本发明进行了描述，但是根据前面的描述，这些实施例的很多替换、修改和变型对本领域普通技术人员来说将是显而易见的。例如，其它存储器架构(例如，动态RAM(DRAM))可以使用所讨论的实施例。

本发明的实施例旨在涵盖落入所附权利要求的宽泛范围之内的所有这样的替换、修改和变型。因此，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。