一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统
阅读说明：本技术 一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统 (Inversion driving system with ultralow switching power consumption and ultralow output end electromagnetic interference ) 是由 周衍 于 2019-11-27 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统,包括多相逆变驱动系统,每相逆变驱动系统为独立系统,且均包括以下部分：反馈控制单元、比较控制单元和功率开关电路。本发明在通过功率开关器件与电感电容输出电路的组合,使功率开关电路工作于近似于边界传到模式BCM的状态,在输出端保持低频正弦电压电流输出的同时,使电感电流在每个高频开关周期内由反向的切换电流增长到峰值电流再降低到反向的切换电流。从原理上提供低高次谐波成分的正弦电压电路输出,同时由于电感在每个开关周期的开始和结束时电感电流与电感电流的平均值相反,通过此电流可实现功率开关器件的ZVS开关,从而实现了低开关损耗和低输出端高频电磁干扰。(The invention discloses an inversion driving system with ultra-low switching power consumption and ultra-low output end electromagnetic interference, which comprises a multi-phase inversion driving system, wherein each phase of inversion driving system is an independent system and comprises the following parts: feedback control unit, comparison control unit and power switch circuit. The invention makes the power switch circuit work in a state of being similar to boundary transmission to a mode BCM through the combination of the power switch device and the inductance capacitance output circuit, keeps the output of low-frequency sinusoidal voltage current at the output end, and simultaneously makes the inductance current increase from reverse switching current to peak current and then decrease to reverse switching current in each high-frequency switching period. The sine voltage circuit output with low high-order harmonic components is provided in principle, and meanwhile, as the inductance current is opposite to the average value of the inductance current at the beginning and the end of each switching period, the ZVS switching of the power switching device can be realized through the inductance current, so that the low switching loss and the low output end high-frequency electromagnetic interference are realized.)
技术领域
本发明涉及变频器的技术领域，具体的说是涉及一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统。
背景技术
在常规变频器驱动系统中，由于变频器通过高频开关调制输出，开关过程在输出端产生极高的du/dt，其会通过电缆线、电机绕组的对地寄生电容产生较大的共模干扰。因此在较长距离和对电磁干扰敏感的应用环境中需要使用正弦滤波器或带屏蔽层的动力电缆。在相同输出功率的情况下，当使用较低的开关频率时滤波器尺寸将大幅增大，当使用较高的开关频率时功率开关器件产生的开关损耗也将同时增大。同时不仅增加了系统重量和成本，也产生了诸如附加的无功功率和导线屏蔽层接地电阻等问题。
本发明在通过功率开关器件与电感电容输出电路的组合，使功率开关电路工作于近似于边界传到模式BCM(Boundary Conduction Mode)的状态，在输出端保持低频正弦电压电流输出的同时，使电感电流在每个高频开关周期内由反向的切换电流增长到峰值电流再降低到反向的切换电流。从原理上提供低高次谐波成分的正弦电压电路输出，同时由于电感在每个开关周期的开始和结束时电感电流与电感电流的平均值相反，通过此电流可实现功率开关器件的零电压开关 (ZeroVoltage Switching，缩写ZVS)，从而实现极低开关损耗，从而降低功率开关器件在高频开关时的发热。
发明内容
为解决上述背景技术中提出的问题，本发明的目的在于提供一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统。
为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：
本发明提供了一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，包括三相驱动系统，每相逆变驱动系统为独立系统，每相逆变驱动系统的输出端为所需输出的交流波形，每相逆变驱动系统均包括以下部分：反馈控制单元、比较控制单元和功率开关电路；
每个所述反馈控制单元，通过输入信号：外部输入信号usin(t)、输出端电压信号uout(t)、输出端电流信号iout(t)来计算出该相所需的输出设置电流iset(t)，并将该相所需输出的输出设置电流iset(t)输出到该相逆变驱动系统的比较控制单元；
每个所述比较控制单元，其输入信号包括该相逆变驱动系统的反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)和实时测量的电感电流iL(t)；通过由反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)和中间比较电流Icomp(t)，设置一个用于零电压开关的切换电流Iconst，并与实时测量的电感电流iL(t)进行比较，通过逻辑计算确定出功率开关电路中开关器件相应的开关状态，并将开关状态信号输出到该相逆变驱动系统的功率开关电路；
每个所述功率开关电路，其输入信号为该相逆变驱动系统的比较控制单元输出的开关状态信号；其输出信号为输出端电压信号uout(t)、输出端电流信号iout(t)和电感电流实时测量信号iL(t)；所述电感电流实时测量信号iL(t)反馈到该相逆变驱动系统的比较控制单元，所述输出端电压信号uout(t)和输出端电流信号iout(t)反馈到该相逆变驱动系统的反馈控制单元。
在一些实施例中，根据应用需求，所述功率开关电路为半桥功率开关电路或全桥功率开关电路。
在一些实施例中，所述功率开关电路为半桥功率开关电路，每个所述半桥功率开关电路包含高边开关器件SW1、低边开关器件SW2、分别与高边开关器件SW1、低边开关器件SW2并联的辅助开关电容 C1和C2、电感线圈L1以及输出电容C3和C4；每个所述半桥功率开关电路的直流电源输入端的正负端+Uin和-Uin分别与直流电源的正负极相连，高边开关器件SW1与低边开关器件SW2串联于直流电源输入端的正负端之间形成半桥开关电路，电感线圈L1连接于半桥开关电路输出端与输出电容C3和C4之间，输出电容C3与C4串联于直流电源输入端的正负端之间；
高边开关器件SW1和低边开关器件SW2均由零电压开关(ZVS) 门极驱动器控制。
在一些实施例中，每个所述比较控制单元，其输入信号还包括输出端电压信号uout(t)；
每个所述半桥功率开关电路还包含若干个中间直流电源输入端，所述中间直流电源输入端与若干个中间直流电源相连；中间直流电源输入端的输入电压位于+Uin和-Uin之间，每个所述半桥功率开关电路还包含若干个双向截止型开关器件SWM与对应的辅助开关电容CM，每个中间直流电源输入端通过一个双向截止型开关器件SWM 与高边开关器件SW1、低边开关器件SW2和电感线圈L1的一端相连，且每一个双向截止型开关器件SWM与一个辅助开关电容CM并联；双向截止型开关器件SWM由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制。
在一些实施例中，所述功率开关电路为全桥功率开关电路，每个所述全桥功率开关电路包含开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5，分别与开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5并联的辅助开关电容C1、C2、C3、C4、C5，电感线圈L1，以及输出电容C6、C7；开关器件SW1、SW2串联于直流电源输入端的正负端之间，以及开关器件SW3、SW4串联于直流电源输入端的正负端之间分别形成全桥开关电路中的左、右两侧半桥；全桥功率开关电路的直流电源输入端的正负端+Uin和-Uin分别与直流电源的正负极相连，电感线圈L1 连接于全桥开关电路中的两侧半桥输出端之间；输出端的开关器件 SW5连接于输出电容C6、C7与全桥开关电路中右侧半桥输出端之间；输出电容C6与C7串联于直流电源输入端的正负端之间；
开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5均由零电压开关(ZVS) 门极驱动器控制。
在一些实施例中，当全桥功率开关电路无需支持升压输出时，所述开关器件SW5为双向截止型功率开关器件，所述开关器件SW1、 SW2、SW3、和SW4均为单向截止型功率开关器件；当全桥功率开关电路支持升压输出时，所述开关器件SW3、SW4和SW5均为双向截止型功率开关器件，所述开关器件SW1和SW2均为单向截止型功率开关器件。
在一些实施例中，每个所述比较控制单元，其输入信号还包括输出端电压信号uout(t)；
每个所述全桥功率开关电路还包含若干个中间直流电源输入端，所述中间直流电源输入端与若干个中间直流电源相连；中间直流电源输入端的输入电压位于+Uin和-Uin之间，每个所述全桥功率开关电路还包含若干个双向截止型开关器件SWM与对应的辅助开关电容 CM，每个中间直流电源输入端通过一个双向截止型开关器件SWM 与开关器件SW1、SW2和电感线圈L1的一端相连，且每一个双向截止型开关器件SWM与一个辅助开关电容CM并联；双向截止型开关器件SWM由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制。
在一些实施例中，每个所述功率开关电路的功率输入端为：直流电源输入端的正负端(+Uin和-Uin)，每个所述功率开关电路的输出端电压uout(t)，即每相逆变驱动系统的输出端电压uout(t)为；
其中，UA的参考电位为直流电源输入端电压的中间点电位，即输入直流电源电压的一半。
在一些实施例中，每个所述反馈控制单元通过外部输入信号 usin(t)、输出端电压信号uout(t)、输出端电流信号iout(t)建立反馈控制网络，从而计算出该相所需的输出设置电流iset(t)，即：
iset(t)＝G(usin(t),uout(t),iout(t))
其中，输出电压与电流可表达为：
其中Cout为输出电容的容量。
在一些实施例中，反馈控制单元包括PID控制器；其建立反馈控制网络的具体工作流程为：
(1)通过对外部输入信号usin(t)与输出电压信号uout(t)进行比较得出电压差值信号，并输入至PID控制器；
(2)通过计算外部输入信号usin(t)对时间的导数并与输出电容容量相乘得出输出电容Cout充放电电流；
(3)由(1)中PID控制器输出的电压差反馈增量电流与(2) 中所得的输出电容充放电电流与当前输出端电流iout(t)相加，其结果为输出设置电流iset(t)，并输入至比较控制单元。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明中，功率开关器件(SW1和SW2，或者SW1、SW2、SW3、 SW4和SW5)通过电感L和输出电容Cout与输出端相连，其作用类似于低通滤波器，通过滤除高频开关成分，得到所需的低频输出电压；使得输出端只存在非常低的高频成分，实现超低输出端电磁干扰；降低了对连接电缆与电机的屏蔽要求。
由于电感与输出端接有输出电容Cout，使得在每个开关周期中电感电流iL(t)与输出电流iout(t)并无直接关系；在原理上通过输出电容 Cout上的电压在开关周期内向电感提供实现反向电感电流的能量，从而通过并联于功率开关器件上的辅助开关电容实现零电压开关 (ZVS)。从而实现功率开关器件的超低开关损耗和超低输出端高频电磁干扰的特性。
附图说明
图1a-图1b为本发明的电路原理框图；
图2为本发明中反馈控制单元的电路原理图；
图3为第一实施例中的半桥功率开关电路的电路原理图；
图4a-图4b为第一实施例中的电感电流与开关状态和开关端电压；
图5为第二实施例中的全桥功率开关电路的电路原理图；
图6a-图6b为第二实施例中无需支持升压输出情况下的电感电流与开关状态；
图7为第二实施例中支持升压输出情况下的各相逆变驱动系统输出端的输出电压曲线；
图8为第二实施例中的电感电流曲线；
图9a-图9d为第二实施例中支持升压输出情况下的电感电流与开关状态；
图10为第三实施例中的半桥功率开关电路的电路原理图；
图11a-图11d为第三实施例中的电感电流与开关状态；
图12为第四实施例中的半桥功率开关电路的电路原理图；
图13a-图13b为第四实施例中的电感电流与开关状态；
图14为第五实施例中的全桥功率开关电路的电路原理图；
图15a-图15d为第五实施例中无需支持升压输出情况下的电感电流与开关状态；
图16为第六实施例中的全桥功率开关电路的电路原理图；
图17a-图17b为第六实施例中无需支持升压输出情况下的电感电流与开关状态；
图18a和图18b分别为单向截止型开关器件与双向截止型开关器件的示意图。
具体实施方式
为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合附图和具体实施方式，进一步阐述本发明是如何实施的。
如图1a所示，本发明提供了一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，包括多相逆变驱动系统，例如三相逆变驱动系统；每相逆变驱动系统为独立系统，每相逆变驱动系统的输出端为所需输出的交流波形，如正弦交流，输出端与外部负载连接，负载例如可为电机；每相逆变驱动系统均包括以下部分：反馈控制单元、比较控制单元和功率开关电路；
每个所述反馈控制单元，通过输入信号：外部输入信号(可为正弦电压信号)usin(t)、输出端电压信号uout(t)和输出端电流信号iout(t) 来计算出该相所需的输出设置电流iset(t)，并将该相所需输出的输出设置电流iset(t)输出到该相逆变驱动系统的比较控制单元；
每个所述比较控制单元，其输入信号包括该相逆变驱动系统的反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)和实时测量的电感电流iL(t)；通过由反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)、中间比较电流Icomp(t)，并设置一个用于零电压开关的切换电流Iconst，此切换电流的方向与电感峰值电流方向相反，并与实时测量的电感电流 iL(t)进行比较，通过逻辑计算确定出功率开关器件所应的开关状态，并将开关状态信号输出到该相逆变驱动系统的功率开关电路；
每个所述功率开关电路，其输入信号为该相逆变驱动系统的比较控制单元输出的开关状态信号；其输出信号为输出端电压信号uout(t)、输出端电流信号iout(t)和电感电流实时测量信号iL(t)。工作时，功率开关电路中电感电流测量电路将实时测量得到的电感电流iL(t)反馈到该相逆变驱动系统的比较控制单元，功率开关电路中输出端电压和电流测量电路将由测量得到的输出端电压uout(t)和输出端电流iout(t) 反馈到该相逆变驱动系统的反馈控制单元。
具体地，所述功率开关电路的功率输入端为：直流电源输入端的正负端(+Uin、-Uin)，每个所述功率开关电路的功率输出端为正弦电压输出，即为每相逆变驱动系统输出端电压uout(t)。即：
其中，ω为角速度，t为实际时间，UA的参考电位为直流电源输入端电压的中间点电位，即输入直流电源电压的一半；例如，支持升压输出的全桥电路中各相驱动系统输出端的输出电压曲线(见图7)，为各相驱动系统输出端的输出电压与直流输入电压在时间上的变化。
本发明中，反馈控制单元输入的输出端电压信号uout(t)是对于输出给负载的输出端电压uout(t)的一个传感器采集上的数字量化处理。
本发明中，功率开关电路中包含开关器件、辅助开关电容、电感线圈和输出电容，其辅助开关电容的容量远小于输出电容的容量；其中开关器件的门极驱动模块通过获取开关状态信号和开关器件两端的实时电压实现开关器件的零电压开关(ZVS)。
如图2所示，所述反馈控制单元内建反馈控制系统，通过外部的正弦电压输入信号usin(t)、输出端电压信号uout(t)、输出端电流信号 iout(t)建立反馈控制网络，从而计算出该相所需的输出设置电流 iset(t)，即：
iset(t)＝G(usin(t),uout(t),iout(t))
其中，输出电压与电流可表达为：
其中Cout为输出电容的容量；
反馈控制系统包括PID控制器；其具体工作流程为：
(1)通过对正弦电压输入信号usin(t)与输出电压信号uout(t)进行比较得出电压差值信号，并输入至PID控制器；
(2)通过计算正弦电压输入信号usin(t)对时间的导数并与输出电容容量相乘得出输出电容Cout充放电电流；
(3)由(1)中PID控制器输出的电压差反馈增量电流与(2) 中所得的输出电容充放电电流与当前输出端电流iout(t)相加，其结果为输出设置电流iset(t)，并输入至比较控制单元。
本发明中，反馈控制单元结构为一种基本结构，其PID控制器为标准反馈控制器，其参数根据具体电路设计时的参数进行匹配设置；随着控制系统技术的发展和高级控制系统及自适应控制系统的应用，此反馈控制单元可随之升级与优化。但其在整个系统中的作用依旧与上述所述反馈控制单元在整个系统中的作用相同，即：
通过输入信号——正弦电压输入信号usin(t)、输出端电压信号 uout(t)、输出端电流信号iout(t)；计算出输出信号——输出设置电流 iset(t)；并将其输入至比较控制单元。从而使整个系统稳定工作，并输出与正弦电压输入信号usin(t)对应的输出端电压信号uout(t)。
本发明中，根据应用需求，功率开关电路分为半桥功率开关电路 (简称半桥电路)和全桥功率开关电路(简称全桥电路)。例如，图 8为全桥功率开关电路中，实时测量得到的电感电流iL(t)曲线。以下描述本发明提供的逆变驱动系统在功率开关电路不同情况下的几个具体实施例。
第一实施例中，功率开关电路为半桥功率开关电路。
其整体的原理框图如图1a所示，功率开关电路原理如图3所示，每个所述半桥功率开关电路包含高边开关器件SW1、低边开关器件 SW2、分别与高边开关器件SW1、低边开关器件SW2并联的辅助开关电容C1和C2、电感线圈L1以及输出电容C3和C4；半桥功率开关电路的直流电源输入端与直流电源相连，高边开关器件SW1与低边开关器件SW2串联于直流电源输入端的正负端之间形成半桥开关电路，电感线圈L1连接于半桥开关电路输出端与输出电容C3和C4 之间，输出电容C3与C4串联于直流电源输入端的正负端之间；高边开关器件SW1和低边开关器件SW2均由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制。
每个所述比较控制单元内建比较器、逻辑计算单元，并设置一个用于零电压开关的切换电流Iconst；通过由反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)、中间比较电流Icomp(t)和切换电流Iconst，并与实时测量得到的电感电流iL(t)进行比较，根据半桥功率开关电路的结构确定对应的开关状态到功率开关电路；
以输出设置电流iset(t)为正电流(iset(t)＞0A)为例(如图4a所示)，由于辅助开关电容的容量非常小，其零电压开关(ZVS)的时间与过程中的电感电流的变化可忽略不计。整个开关过程可简化为以下两部分：
在第一实施例中的每个半桥功率开关电路中，电感峰值电流 Ipeak(t)与输出设置电流iset(t)的计算关系如表1所示：
表1电感峰值电流Ipeak(t)与输出设置电流iset(t)关系表
电感峰值电流
电感反向切换电流
i<sub>set</sub>(t)＞0A
I<sub>peak</sub>(t)＝2·i<sub>set</sub>(t)+I<sub>const</sub>
-I<sub>const</sub>
i<sub>set</sub>(t)＝0A
I<sub>peak</sub>(t)＝I<sub>const</sub>
-I<sub>const</sub>
i<sub>set</sub>(t)<0A
I<sub>peak</sub>(t)＝2·i<sub>set</sub>(t)-I<sub>const</sub>
I<sub>const</sub>
对应的开关状态如图4a、图4b所示，具体情况统计见表2所示： [状态0为关断，1为导通]
表2由第一实施例中的半桥电路的结构确定对应的开关状态
其在一个开关周期内的工作时序如表3所示：[状态0为关断，1 为导通]
表3第一实施例中的半桥电路一个开关周期内的工作时序与零电压开关(ZVS)过程
第二实施例中，功率开关电路为全桥功率开关电路。
其整体的原理框图如图1a所示，功率开关电路原理如图5所示，每个所述全桥功率开关电路包含开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5，分别与开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5并联的辅助开关电容C1、C2、C3、C4、C5，电感线圈L1，以及输出电容C6、 C7；开关器件SW1、SW2串联于直流电源输入端的正负端之间，以及开关器件SW3、SW4串联于直流电源输入端的正负端之间分别形成全桥开关电路中的左、右两侧半桥；全桥功率开关电路的直流电源输入端与直流电源相连，电感线圈L1连接于全桥开关电路中的两侧半桥输出端之间；输出端的开关器件SW5连接于输出电容C6、C7 与全桥开关电路中右侧半桥输出端之间；输出电容C6与C7串联于直流电源输入端的正负端之间。
第二实施例又分为两个子实施例：当全桥功率开关电路无需支持升压输出时，所述开关器件SW5为双向截止型开关器件，所述开关器件SW1、SW2、SW3、和SW4均为单向截止型开关器件；例如，开关器件SW1、SW2、SW3、和SW4均为MOSFET或IGBT配合续流二极管，开关器件SW5为两个相向串联的MOSFET或IGBT分别配合续流二极管，每个MOSFET或IGBT分别并联一个辅助开关电容。本发明中所述的单向截止型开关器件和双向截止型开关器件的结构分别如图18a和图18b所示。
当全桥功率开关电路支持升压输出时，所述开关器件SW3、SW4 和SW5均为双向截止型功率开关器件，所述开关器件SW1和SW2 均为单向截止型功率开关器件；例如，开关器件SW1和SW2均为 MOSFET或IGBT配合续流二极管，开关器件SW3、SW4和SW5为两个相向串联的MOSFET或IGBT分别配合续流二极管，每个 MOSFET或IGBT分别并联一个辅助开关电容。
本发明中，如图18a和图18b所示，双向截止型功率开关器件其通常为两个相向串联的MOSFET或IGBT配合续流二极管；单向截止型功率开关器件为普通的MOSFET或IGBT配合续流二极管；双向截止型功率开关器件的导通电阻原则上比普通的单向截止型功率开关器件要大，因此如无升压输出需求应尽量使用单向截止型功率开关器件。
开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5均由零电压开关(ZVS) 门极驱动器控制，通过的开关组合可在开关周期内实现高电感平均电流。
以输出设置电流iset(t)为正电流(iset(t)＞0A)为例(如图6a所示)，由于辅助开关电容的容量非常小，其零电压开关(ZVS)的时间与过程中的电感电流的变化可忽略不计。整个开关过程可简化为以下四部分：
第二实施例中，全桥功率开关电路在较小输出功率的工作状态下可通常开SW3和SW4(关断)同时常闭SW5(导通)达到与半桥功率开关电路相同的工作效果，其状态控制方式与半桥功率开关电路相同。
每个所述比较控制单元内建比较器、逻辑计算单元，并设置一个用于零电压开关的切换电流Iconst；逻辑计算单元根据反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与全桥功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)和中间比较电流Icomp(t)，并与实时测量得到的电感电流iL(t)通过比较器进行比较，根据全桥功率开关电路的结构确定对应的开关状态到功率开关电路，具体为：
在每个全桥功率开关电路中，通过对电感施加直流输入电压Uin使电感电流iL(t)在很短的时间内从与输出设置电流iset(t)方向相反的切换电流Iconst增长到正向的中间比较电流Icomp(t)，从而通过较低的电感峰值电流Ipeak(t)在开关周期内实现较高的电感平均电流；其中，中间比较电流Icomp(t)大小位于切换电流Iconst与Ipeak(t)之间，方向与电感峰值电流Ipeak(t)的方向相同。
由于电感电流由反向的切换电流-Iconst增长到正向的中间比较电流Icomp(t)的时间非常短，此过程中对整个开关周期内的电感平均电流的影响可被忽略，电感峰值电流Ipeak(t)与输出设置电流iset(t)的计算关系如表4所示：
表4电感峰值电流Ipeak(t)与输出设置电流iset(t)关系表
电感峰值电流
电感反向电流
i<sub>set</sub>(t)＞0A
I<sub>peak</sub>(t)≈2·i<sub>set</sub>(t)-I<sub>comp</sub>(t)
-I<sub>const</sub>
i<sub>set</sub>(t)＝0A
I<sub>peak</sub>(t)＝I<sub>const</sub>
-I<sub>const</sub>
i<sub>set</sub>(t)<0A
I<sub>peak</sub>(t)≈2·i<sub>set</sub>(t)-I<sub>comp</sub>(t)
I<sub>const</sub>
第二实施例中，无需支持升压输出的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态如图6a、图6b所示，具体情况统计见表5所示：[状态 0为关断，1为导通]
表5第二实施例中无需支持升压输出的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态
其在一个开关周期内的工作时序如表6所示：[状态0为关断，1 为导通]
表6第二实施例中无需升压支持输出的全桥功率开关电路中一个开关周期内的工作时序与零电压开关(ZVS)过程
第二实施例中，支持升压输出的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态如图9a、图9b、图9c和图9d所示，具体情况统计见表7 和表8所示：[状态0为关断，1为导通]
表7第二实施例中支持升压输出的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态(一)
表8第二实施例中支持升压输出的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态(二)
第三实施例中，功率开关电路为半桥功率开关电路。
其整体的原理框图如图1b所示，图1b与图1a的区别在于，每个所述比较控制单元，其输入信号还包括输出端电压信号uout(t)。
其功率开关电路原理如图10所示，与第一实施例中的半桥功率开关电路的区别在于，每个半桥功率开关电路还包含若干个中间直流电源输入端，所述中间直流电源输入端与若干个中间直流电源相连，本实施例中，中间直流电源输入端为一个，用UinM1表示；中间直流电源输入端的输入电压UinM1位于+Uin和-Uin之间，每个半桥功率开关电路还包含一个双向截止型开关器件SWM1与对应的辅助开关电容CM1，每个中间直流电源输入端通过一个双向截止型开关器件 SWM1与高边开关器件SW1、低边开关器件SW2和电感线圈L1的一端相连，且每一个双向截止型开关器件SWM1与一个辅助开关电容CM1并联；双向截止型开关器件SWM1由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制。
其工作原理与第一实施例类似，但因为加入了中间直流电源 UinM1，在实时比较电感电流iL(t)与电感峰值电流Ipeak(t)、中间比较电流Icomp(t)和与切换电流Iconst的大小时，还需结合输出端电压 uout(t)所处的电压范围。
具体地，其在一个开关周期内的开关状态为：
当iset(t)＞0A和uout(t)＞UinM1，此时Ipeak(t)＞0A、Icomp(t)＞ 0A、切换电流为-Iconst，如图11a和表9所示：
表9第三实施例中的半桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (一)
时间区间
比较触发条件
电感电流范围
SW1
SWM1
SW2
(0,t<sub>0</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≤-I<sub>const</sub>
-I<sub>const</sub><i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>peak</sub>(t)
1
0
0
(t<sub>0</sub>,t<sub>1</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>peak</sub>(t)
I<sub>comp</sub>t≤i<sub>L</sub>(t)<I<sub>peak</sub>(t)
0
1
0
(t<sub>1</sub>,T]
i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>comp</sub>(t)
-I<sub>const</sub>≤i<sub>L</sub>(t)<I<sub>comp</sub>(t)
0
0
1
当iset(t)<0A和uout(t)＞UinM1，此时Ipeak(t)<0A、Icomp(t)< 0A、切换电流为Iconst，如图11b和表10所示：
表10第三实施例中的半桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (二)
时间区间
比较触发条件
电感电流范围
SW1
SWM1
SW2
(0,t<sub>0</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>const</sub>
I<sub>comp</sub>(t)≤i<sub>L</sub>(t)<I<sub>const</sub>
0
0
1
(t<sub>0</sub>,t<sub>1</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>comp</sub>(t)
I<sub>peak</sub>(t)≤i<sub>L</sub>(t)<I<sub>comp</sub>(t)
0
1
0
(t<sub>1</sub>,T]
i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>peak</sub>(t)
I<sub>peak</sub>(t)<i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>const</sub>
1
0
0
当iset(t)＞0A和uout(t)<UinM1，此时Ipeak(t)＞0A、Icomp(t)＞ 0A、切换电流为-Iconst，如图11c和表11所示：
表11第三实施例中的半桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (三)
时间区间
比较触发条件
电感电流范围
SW1
SWM1
SW2
(0,t<sub>0</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≤-I<sub>const</sub>
-I<sub>const</sub><i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>comp</sub>(t)
1
0
0
(t<sub>0</sub>,t<sub>1</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>comp</sub>(t)
I<sub>comp</sub>(t)<i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>peak</sub>(t)
0
1
0
(t<sub>1</sub>,T]
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>peak</sub>(t)
-I<sub>const</sub>≤i<sub>L</sub>(t)<I<sub>peak</sub>(t)
0
0
1
当iset(t)<0A和uout(t)<UinM1，此时Ipeak(t)<0A、Icomp(t)< 0A、切换电流为Iconst，如图11d和表12所示：
表12第三实施例中的半桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (四)
时间区间
比较触发条件
电感电流范围
SW1
SWM1
SW2
(0,t<sub>0</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>const</sub>
I<sub>peak</sub>(t)≤i<sub>L</sub>(t)<I<sub>const</sub>
0
0
1
(t<sub>0</sub>,t<sub>1</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>peak</sub>(t)
I<sub>peak</sub>t<i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>comp</sub>(t)
0
1
0
(t<sub>1</sub>,T]
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>comp</sub>(t)
I<sub>comp</sub>(t)<i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>const</sub>
1
0
0
第四实施例中，功率开关电路为半桥功率开关电路。
其整体的原理框图如图1b所示，功率开关电路原理如图12所示，与第三实施例的区别在于，每个半桥功率开关电路包含两个中间直流电源输入端UinM1和UinM2，并分别与两个中间直流电源相连，其输入电压UinM1和UinM2均位于+Uin和-Uin之间，且UinM1＞UinM2，每个半桥功率开关电路包含两个双向截止型开关器件SWM1、SWM2与对应的两个辅助开关电容CM1、CM2，两个中间直流电源输入端分别通过一个双向截止型开关器件与高边开关器件SW1、低边开关器件SW2和电感线圈L1的一端相连，且每一个双向截止型开关器件与一个辅助开关电容并联；双向截止型开关器件SWM1、SWM2由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制。
可以理解的是，其他实施例中，中间直流电源输入端也可以为大于2的其它个数，如n个，则电路结构也相应的变化，双向截止型开关器件与辅助开关电容的个数也为n个；只要满足n个中间直流电源输入端的输入电压均位于+Uin和-Uin之间即可。
第四实施例中，当输出端电压uout(t)大于或小于各中间直流电源输入端电压时，选择与输出端电压值相邻的中间直流电源作为中间直流电源，此时功率开关电路的控制方式与上述第三实施例中拥有单个中间直流电源输入端的功率开关电路相同。
其他情况下，在一个开关周期内的开关状态为：
当iset(t)＞0A和UinM2<uout(t)<UinM1，此时Ipeak(t)＞0A、 Icomp(t)＞0A、切换电流为-Iconst，如图13a和表13所示：
表13第四实施例中的半桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (一)
时间区间
比较触发条件
电感电流范围
SW1
SWM1
SWM2
SW2
(0,t<sub>0</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≤-I<sub>const</sub>
-I<sub>const</sub><i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>comp</sub>(t)
1
0
0
0
(t<sub>0</sub>,t<sub>1</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>comp</sub>(t)
I<sub>comp</sub>(t)<i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>peak</sub>(t)
0
1
0
0
(t<sub>1</sub>,t<sub>2</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>peak</sub>(t)
I<sub>comp</sub>(t)≤i<sub>L</sub>(t)<I<sub>peak</sub>(t)
0
0
1
0
(t<sub>2</sub>,T]
i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>comp</sub>(t)
-I<sub>const</sub>≤i<sub>L</sub>(t)<I<sub>comp</sub>(t)
0
0
0
1
当iset(t)<0A和UinM2<uout(t)<UinM1，此时Ipeak(t)<0A、 Icomp(t)<0A、切换电流为Iconst，如图13b和表14所示：
表14第四实施例中的半桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (二)
时间区间
比较触发条件
电感电流范围
SW1
SWM1
SWM2
SW2
(0,t<sub>0</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>const</sub>
I<sub>comp</sub>(t)≤i<sub>L</sub>(t)<I<sub>const</sub>
0
0
0
1
(t<sub>0</sub>,t<sub>1</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>comp</sub>(t)
I<sub>peak</sub>(t)≤i<sub>L</sub>(t)<I<sub>comp</sub>(t)
0
0
1
0
(t<sub>1</sub>,t<sub>2</sub>]
i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>peak</sub>(t)
I<sub>peak</sub>(t)<i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>comp</sub>(t)
0
1
0
0
(t<sub>2</sub>,T]
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>comp</sub>(t)
I<sub>comp</sub>(t)<i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>const</sub>
1
0
0
0
上述各端点电势均以直流电源输入端的中间点电位为参考点，其电压uout(t)、UinM1、UinM2均为各端到直流电源输入端的正负端间的中间点的电压，其电压高低关系为-Uin/2<UinM2<UinM1<+Uin/2。
第五实施例中，功率开关电路为全桥功率开关电路。
其整体的原理框图如图1b所示，功率开关电路原理如图14所示，与第二实施例的区别在于，每个全桥功率开关电路还包含若干个中间直流电源输入端，所述中间直流电源输入端与若干个中间直流电源相连，本实施例中，中间直流电源输入端为一个，用UinM1表示；中间直流电源输入端的输入电压UinM1位于+Uin和-Uin之间，每个全桥功率开关电路还包含一个双向截止型开关器件SWM1与对应的辅助开关电容CM1，中间直流电源输入端通过双向截止型开关器件SWM1 与开关器件SW1、SW2和电感线圈L1的一端相连，且双向截止型开关器件SWM1与辅助开关电容CM1并联；双向截止型开关器件 SWM1由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制。且该实施例中，全桥功率开关电路无需支持升压输出。
其工作原理与第二实施例类似，但因为加入了中间直流电源 UinM1，在实时比较电感电流iL(t)与电感峰值电流Ipeak(t)、中间比较电流Icomp(t)和与切换电流Iconst的大小时，还需结合输出端电压 uout(t)所处的电压范围。
具体地，其在一个开关周期内的开关状态为：
当iset(t)＞0A和uout(t)＞UinM1，此时Ipeak(t)＞0A、Icomp(t)＞ 0A、切换电流为-Iconst，如图15a与表15所示：
表15第五实施例中的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (一)
当iset(t)<0A和uout(t)＞UinM1，此时Ipeak(t)<0A、Icomp(t)< 0A、切换电流为Iconst，如图15b与表16所示：
表16第五实施例中的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (二)
当iset(t)＞0A和uout(t)<UinM1，此时Ipeak(t)＞0A、Icomp(t)＞ 0A、切换电流为-Iconst，如图15c与表17所示：
表17第五实施例中的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (三)
当iset(t)<0A和uout(t)<UinM1，此时Ipeak(t)<0A、Icomp(t)< 0A、切换电流为Iconst，如图15d与表18所示：
表18第五实施例中的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (四)
第六实施例中，功率开关电路为全桥功率开关电路。
其整体的原理框图如图1b所示，功率开关电路原理如图16所示，与第五实施例的区别在于，每个全桥功率开关电路包含两个中间直流电源输入端UinM1和UinM2，并分别与两个中间直流电源相连，其输入电压UinM1和UinM2均位于+Uin和-Uin之间，且UinM1＞UinM2，每个全桥功率开关电路包含两个双向截止型开关器件SWM1、SWM2与对应的两个辅助开关电容CM1、CM2，两个中间直流电源输入端分别通过一个双向截止型开关器件与开关器件SW1、SW2和电感线圈 L1的一端相连，且每一个双向截止型开关器件与一个辅助开关电容并联；双向截止型开关器件SWM1、SWM2由零电压开关(ZVS) 门极驱动器控制。且该实施例中，全桥功率开关电路无需支持升压输出。
可以理解的是，其他实施例中，中间直流电源输入端也可以为大于2的其它个数，如n个，则电路结构也相应的变化，双向截止型开关器件与辅助开关电容的个数也为n个；只要满足n个中间直流电源输入端的输入电压均位于+Uin和-Uin之间即可。
第六实施例中，当输出端电压uout(t)大于或小于各中间直流电源输入端电压时，选择与输出端电压值相邻的中间直流电源作为中间直流电源，此时功率开关电路的控制方式与上述第五实施例中拥有单个中间直流电源输入端的功率开关电路相同。
其他情况下，在一个开关周期内的开关状态为：
当iset(t)＞0A和UinM2<uout(t)<UinM1，此时Ipeak(t)＞0A、 Icomp(t)＞0A、切换电流为-Iconst，如图17a与表19所示：
表19第六实施例中的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (一)
当iset(t)<0A和UinM2<uout(t)<UinM1，此时Ipeak(t)<0A、 Icomp(t)<0A、切换电流为Iconst，如图17b与表20所示：
表20第六实施例中的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态 (二)
上述各端点电势均以直流电源输入端的中间点电位为参考点，其电压uout(t)、UinM1、UinM2均为各端到直流电源输入端的正负端间的中间点的电压，其电压高低关系为-Uin/2<UinM2<UinM1<+Uin/2。
综上，本发明通过将功率开关器件与电感的组合看作可控电流源，以高频开关的方式对输出电容和输出负载提供所需电流，输出端电压由电感所供给的电流和由负载流出的电流的差值对时间的积分在电容上获得。
通过电容对输出电压变化率的牵制，以及电感瞬时电流与输出电流的解耦，使功率开关电路在边界传到模式BCM(Boundary Conduction Mode)下工作，从原理上同时实现了低开关损耗和低输出端高频电磁干扰的特性。对于有较大寄生电容的功率开关器件(例如Superjunction-MOSFET)有着良好的兼容性，对于未来更快速的功率开关器件(例如SiC-MOSEFT和GaN-FET)的广泛应用起到辅助作用。
并且，上述的第三至第六实施例中，均在电路中加入了中间直流电源输入及对应的双向截止型开关器件与对应的辅助开关电容，在这样的结构下，通过对电感两端电压的切换，使得能够以较低的电感峰值电流实现较高的电感平均电流，从而降低系统的导通损耗。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围中。
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