阅读说明：本技术 多电平逆变器的飞跨电容的预充电方法 (Pre-charging method for flying capacitor of multi-level inverter ) 是由 张永 于 2019-09-26 设计创作，主要内容包括：本发明主要涉及多电平逆变器的飞跨电容的预充电方法。电平逆变器包括产生多电平输出电压的单臂,上部臂和下部臂互连于中间节点处。单臂还包括串联连接在第一和第二输入端之间的视为上部臂的第一组开关和视为下部臂的第二组开关,其中,第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或多个飞跨电容。预充电方法：将第一、第二输入端从第一、第二基准电压源上断开,将第二输入端连接到参考节点具有的电位；保持第二组开关中除了末尾的开关以外余下的其他开关全部进入接通状态而藉由耦合到输出端的独立电源通过第一组开关所在的通路向全部飞跨电容实施初步反向充电。(The invention mainly relates to a method for precharging flying capacitors of a multi-level inverter. The level inverter comprises a single arm generating a multi-level output voltage, the upper arm and the lower arm being interconnected at an intermediate node. The single arm further comprises a first group of switches, considered an upper arm, and a second group of switches, considered a lower arm, connected in series between the first and second input terminals, wherein one or more flying capacitors are provided between an interconnection node between any adjacent pair of switches in the first group of switches and an interconnection node between a corresponding adjacent pair of switches in the second group of switches. The pre-charging method comprises the following steps: disconnecting the first and second input terminals from the first and second reference voltage sources, and connecting the second input terminal to a potential of the reference node; the remaining switches in the second set of switches except the last switch are all kept in an on state and a preliminary reverse charge is applied to all flying capacitors through the path of the first set of switches by an independent power supply coupled to the output.)

多电平逆变器的飞跨电容的预充电方法

技术领域

本发明主要涉及到光伏发电技术领域，更确切的说，涉及到能够为飞跨电容式的多电平逆变器带有的飞跨电容进行预充电的方法。

背景技术

多电平逆变器逐步成为电力电子技术中以大功率变换为研究对象的领域，尤其是飞跨电容式的多电平逆变器具有低的谐波失真和极小的电磁干扰等极佳的优势，显现出突出的逆变电气性能。在业界，多电平逆变器作为高压大功率变换器具备以下特点：每个功率器件譬如开关和电容仅承受很小的压降，可以用低耐压的器件实现高压大功率输出；电平数量的增加则意味着可以改善输出电压的波形尤其是减小输出波形畸变；低的开关频率获得和高开关频率下相同的输出电压波形，但得到开关损耗小和效率高的优势；无须隔离式的输出变压器，减少了系统的体积和损耗；极大的降低输入电流的谐波，减小了对并网网络的污染；用于三相电感应电机驱动时还可以较高程度的减小或消除中性点电平波动。在逆变电路的主要拓扑结构上，多电平逆变器有二极管箝位、飞跨电容、H桥级联等三种基本拓扑结构且其中的飞跨电容型的拓扑结构具有较高的多电压配置自由度。

本申请提及的逆变器应用在光伏发电的场合，根据前文披露的飞跨电容式的多电平逆变器的技术优势，充分考虑输出交流电的多电平需求而建立逆变控制方案。但是必须合理的设置飞跨电容的建压方案，因为飞跨电容之间的电压不均衡势必造成电平的误差和造成正弦波的畸变，还可能因为输入给逆变器的母线直流电压过大，当在为各个飞跨电容建立从零电压到期望电压的过程中损坏电容或开关。作为上文问题的改善措施，在逆变器开始正式实施逆变产生交流电之前，飞跨电容必须建立合适的电压水准而避免来自直流母线的高电压直流电对开关和飞跨电容等器件产生冲击。因此本申请主张将电容电压的预充电措施应用到飞跨电容型的逆变结构中，提前为飞跨电容预充电，极力防止逆变器在正式开启逆变动作的时刻再去为飞跨电容建立电压。

发明内容

在本申请的一个可选但非限制性的实施例中，披露了一种多电平逆变器的飞跨电容的预充电方法，其主要的特征在于，飞跨电容式的多电平逆变器包括用于产生多电平输出电压的单臂，其单臂具有串联连接在第一和第二输入端之间的上部臂和下部臂，该上部臂和下部臂互连于一个中间节点处；所述单臂还包括串联连接在第一和第二输入端之间的视为上部臂的第一组开关和视为下部臂的第二组开关，第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或多个飞跨电容；第一组开关从耦合到第一输入端的首个开关排序到耦合于中间节点的末尾开关以及第二组开关从耦合到第二输入端的首个开关排序到耦合于中间节点的末尾开关；第一和第二基准电压源分别耦合到第一和第二输入端并在一个输出端和一个参考节点之间产生交流电，在输出端和中间节点之间设置有电感器；所述的方法包括：将第一和第二输入端各自分别从第一和第二基准电压源上断开；将第二输入端连到参考节点具有的电位；保持第二组开关中除了末尾的开关以外余下的其他开关全部进入接通状态而藉由耦合到输出端的独立电源通过第一组开关所在的通路向全部飞跨电容实施初步反向充电。

上述的方法，其中：向全部飞跨电容实施初步反向充电的阶段，同步保持第一组开关全部进入接通状态从而由第一组开关作为充电路径。

上述的方法，其中：向全部飞跨电容实施初步反向充电的阶段，同步保持第一组开关中除了首个开关以外余下的其他开关全部进入接通状态从而由第一组开关中接通的开关作为充电路径。

上述的方法，其中：向全部飞跨电容实施初步反向充电的阶段，同步保持第一组开关中除了首个开关以外余下的其他开关全部进入接通状态从而由第一组开关中接通的开关作为充电路径。

上述的方法，其中：第一组开关各自至少带有反向并联二极管，则在向全部飞跨电容实施初步反向充电的阶段是由第一组开关各自带有的反向并联二极管作为充电路径。

上述的方法，其中：在第一和第二基准电压源之间串联有上部电容器和下部电容器且它们耦合于所述的参考节点处，以参考节点具有的电压水准作为电压参考基准从而在中间节点处产生一系列的所述多电平输出电压；在第一和第二输入端之间输入等效为第一、第二基准电压源之差的直流电压并由一系列的所述多电平输出电压在中间节点和参考节点之间合成按照正弦波规律变化并等效为交流电的波形。

上述的方法，其中：第一和第二组开关中各自排序相同的开关设为一者接通则另一者被关断的互补开关。

上述的方法：设定第一和第二组开关各有数量为K的开关，从耦合于第一对互补开关的第一级飞跨电容依次排序到耦合于第K-1对互补开关的第K-1级的飞跨电容；在结束初步反向充电后再实施后续的阶梯充电，并在阶梯充电阶段使得任意前一级飞跨电容的电压均比相邻后一级飞跨电容的电压高出一个预定的单位电压。

上述的方法，其中：在阶梯充电阶段，设1≤Q≤K，为任意第Q级的飞跨电容充电的方式为：通过脉宽调制信号驱动第二组开关中排序为Q+1的开关在接通和关断之间高频切换而第二组开关中余下的其他开关保持接通，第一组开关中排序为Q+1的开关也被互补的高频切换和至少保持自第Q+2级至第K级的其他开关保持接通；以调节第二组开关中排序为Q+1的开关的占空比的方式将第Q级的飞跨电容充电到预设的电压水准。

上述的方法，其中：在任意第Q级的飞跨电容被充电到预设的电压水准后，在为排序为第Q+1级的飞跨电容充电的过程中，控制第一组开关中排序为Q+1的开关予以关断。

毫无疑虑，在多电平逆变器正式进入稳态的逆变工作模式之前，为飞跨电容建立合理的预期电压，这种预充电行为保障了开关及电容能够在可承受的充电电压和充电电流范围内使得飞跨电容达到所需要的电压值或说是电平值和实现电压均衡。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本申请的特征和优势将显而易见。

图1是本申请的飞跨电容式的多电平逆变器所采用的主要拓扑电路架构。

图2是上部臂第一组六个开关和下部臂第二组六个开关的范例拓扑结构。

图3是提前对飞跨电容执行充电而预先建压所采用的多电平逆变器拓扑。

图4是藉由耦合到输出端的独立电源提前对飞跨电容执行充电的实施例。

具体实施方式

下面将结合各实施例，对本发明的技术方案进行清楚完整的阐述，所描述的实施例仅是本发明用作叙述说明所用的实施例而非全部的实施例，基于该实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的方案都属于本申请的保护范围。

参见图1，随着控制理论和电力电子技术及半导体器件的飞速发展，寻找成本更低而效率更高的逆变器实现单相或多相交流电成为电力电子的热点，在交流电领域多电平逆变电路由MEYNARD和FOCH提出的飞跨电容型Flying-capacitor箝位式的多电平逆变方案非常具有特色，引起中大功率交流电机调速领域的极大关注，具备小谐波失真和低的半导体器件应力以及逆变系统的低电磁干扰是它的诸多优势。图中传输线LNA和传输线LNB之间提供直流电压源，假设传输线LNA上具有电位VD而传输线LNB上具备有电位VR则输入给多电平逆变器的直流电为VD减去VR。

参见图1，在传输线LNA和传输线LNB之间也即在第一和第二输入端之间可以直接串联有多个直流电源，直流电源典型的有：光伏组件、燃料电池、化学电池和其他类的储能电池包等。第一种情况：直流电源被允许直接串联连接而叠加得到电压水准较高的串级电压后，再将串级电压作为在第一和第二输入端之间输入给逆变器的直流电压。作为替代性的第二种情况：直流电源不直接串接在传输线LNA和传输线LNB之间，而是在第一和第二输入端之间串联有多个电压转换器，电压转换器属于开关模式电源SMPS而开关模式电源又称交换式电源、开关变换器，是一种DC/DC转换的高频化电能转换装置；此时直流电源不直接串接在传输线LNA和传输线LNB之间，多个电压转换器却被直接串接在传输线LNA和传输线LNB之间，电压转换器是直流到直流的电压变换器，每一个电压转换器均用于接收相对应一个直流电源所提供的电能并对其执行功率转换，则多个电压转换器各自输出的电压叠加后作为串级电压而输送到传输线LNA和传输线LNB之间。第二种情况的优势在于：某个电压转换器在对与其相应的直流电源提供的电能执行功率转换的过程中可以采取最大功率点追踪的方案。光伏组件的输出功率在大部分场合受到周边阳光辐照强度和温度等因素的影响，电压转换器可跟踪光伏组件的最大输出功率点，即在功率转换的过程将该光伏组件的输出电压和输出电流设置在最大功率点。由于光伏组件或化学电池等受到各类外部因素譬如辐照度和温度等的影响，直流电源输出功率的不稳定性进一步导致传输线LNA和LNB之间的串级电压并不十分稳定，传输线LNA-LNB作为直流母线则可以获悉允许直流母线电压U即逆变器的输入电压上下浮动，当然也可以利用稳压器等现有的各类稳压装置来固定直流母线电压，避免波动。

参见图1，采用了开关数量可改变的单臂并且上部臂和下部臂开关数量都是K则该拓扑结构具有广泛的代表性。上部臂SA_1至SA_K和下部臂SB_1至SB_K相应的分别构成飞跨电容式的多电平逆变器的第一组开关和第二组开关。第一组开关中任意相邻的一对开关SA_K-1和SA_K两者间的互连节点NA_K-1与第二组开关中相应的一对相邻开关SB_K-1和SB_K两者间的互连节点NB_K-1之间连有飞跨电容C_K-1，注意这里记载为自然数的K大于等于2。单臂满足条件：在该一对开关SA_K-1及SA_K与相对应的一对开关SB_K-1及SB_K当中，第一组开关中的某开关SA_K与第二组开关中的开关SB_K互补，第一组的开关SA_K-1与第二组的开关SB_K-1互补。单臂具有串联在第一输入端即传输线LNA和第二输入端即传输线LNB间的上部臂和下部臂并用于产生多电平输出电压：上部臂SA_1至SA_K和下部臂SB_1至SB_K相连于某第一中间节点NX——即臂点，两组数量为K的开关各自分别应用于上下部臂。在该拓扑结构中定义第一组开关的排序是从连到传输线LNA的首个开关SA_1依次排序到连到该中间节点NX的末尾的开关SA_K，定义第二组开关的排序则是从连到传输线LNB的记为首个开关的SB_1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SB_K，则第一组开关中任意某个开关和第二组开关中的与其排序相同的那一个开关设为一对互补开关。直流电压源从传输线LNA和传输线LNB之间输入，多电平电压从中间节点NX输出，并且还可以在中间节点NX连接滤波电感LX。第一组开关和第二组开关通常被认为是构成了多电平逆变器的单臂，而多个单臂组合就可以构成多相逆变器。

参见图1，先设定第一和第二组开关各有数量为K的开关，定义从耦合于第一对互补开关（也即SA_1和SB_1）的第一级飞跨电容C_1依次排序到耦合于第K-1对互补开关（也即SA_K-1和SB_K-1）的第K-1级的飞跨电容C_K-1，实质上第一级飞跨电容排序到第二级飞跨电容然后排序到第三级飞跨电容……、类推直至排序到第K-1级的飞跨电容是从C_1、C_2、C_3……先后排序到C_K-2、C_K-1。按照本申请的建压目标是基于先执行初步反向充电和再执行阶梯充电两个主要步骤来实现预充电：初步反向充电步骤需要保障第一级至第K-1级的飞跨电容C_1至C_K-1均被充电，而且它们被充电的程度大致相同、充电电压也大致相等；阶梯充电步骤需要保障任意前一级飞跨电容的电压均比相邻后一级飞跨电容的电压高出一个预定的单位电压UID，譬如第一级飞跨电容C_1的电压比第二级飞跨电容C_2的电压高出一个单位电压UID，譬如第二级飞跨电容C_2的电压比第三级飞跨电容C_3的电压高出一个单位电压UID，还可以认为第K-2级飞跨电容C_K-2的电压比第K-1级飞跨电容C_K-1高出单位电压UID。

参见图2，是以第一组六个开关和第二组六个开关作为范例，第一和第二组开关均是由耦合到开关的控制端的高频脉宽调制信号/控制信号PWM来控制开关在关断和导通之间切换。实际上第一组和第二组的开关数量不限制于六个，如图1那样可以适应性的选择更多或更少的开关，在电力电子领域开关可以采用IGBT、MOSFET等功率开关或类似于晶闸管等功率开关。第一组开关SA1-SA6和第二组开关SB1-SB6构成了多电平逆变器的单臂，每组开关的数量可以不限制于六个而是更多或更少的数量，第一组开关中的各个开关SA1-SA6串联连接在传输线LNA和中间节点NX之间，第二组开关中的各个开关SB1-SB6串联连接在传输线LNB和中间节点NX之间。开关管具有第一和第二端及接收控制信号的控制端，控制信号如果控制开关管接通则第一端和第二端之间导通或如果控制开关管断开则第一端和第二端之间关断。第一组开关SA1-SA6中各开关的位置关系譬如是：首个开关SA1的第一端连接到传输线LNA，后一个开关SA2自身的第一端连接到相邻的前一个开关SA1的第二端，以及后一个开关SA3的第一端连接到相邻的前一个开关SA2的第二端，按照该规律依此类推，后一个开关SA5的第一端连接到相邻的前一个开关SA4的第二端，末尾的开关SA6的第一端连到它的前面的相邻开关SA5的第二端及开关SA6的第二端则连到上述的中间节点NX。第一组开关中首个开关SA1的第一端连到传输线LNA且末尾开关SA6的第二端连到中间节点NX且任意后一个开关的第一端连接到相邻的前一个开关的第二端。第二组开关SB1-SB6中各开关的位置关系譬如是：首个开关SB1的第二端连接到传输线LNB，后一个开关SB2的第二端连接到其相邻的前一个开关SB1的第一端，后一个开关SB3的第二端连接到其相邻的前一个开关SB2的第一端，按照规律依次类推，后一个开关SB5的第二端连接到其相邻的前一个开关SB4的第一端，末尾的开关SB6的第二端连到开关SB5也即相邻开关的第一端及末尾的开关SB6的第一端连到中间节点NX。在第二组开关中首个开关SB1的第二端连到传输线LNB且末尾开关SB6的第一端连到中间节点NX且满足任意后一个开关的第二端连接到相邻的前一个开关的第一端。

参见图2，设第一和第二组开关各有数量为6的开关，定义从耦合于第一对互补开关也即SA1/SB1的第一级飞跨电容C1排序到耦合于第五对互补开关即SA5/SB5的第五级的飞跨电容C5，实质上第一至第五级的飞跨电容是从C1至C5。第一组开关中的任何某个开关均在其第一端和第二端之间并联连接有电阻R，第二组开关中的任何某个开关均在其第一端和第二端之间并联连接有电阻R，只要调整电阻R的阻值大小就可以为第一至第五级的飞跨电容C1至C5建立它们各自所需的电压值。然而在这种实施例中虽然电阻R为飞跨电容预充电带来了便利，但产生不可避免的功率损耗。

参见图2，第一组开关SA1-SA6排序是从连到传输线LNA的首个开关SA1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SA6，第二组开关SB1-SB6的排序则是从连到传输线LNB的首个开关SB1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SB6。第一组的首个开关SA1和第二组的首个开关SB1互为互补开关，第一组的第二开关SA2和第二组的第二开关SB2为互补开关，第一组的第三开关SA3和第二组的第三开关SB3为互补开关，第一组中的第四开关SA4和第二组中的第四开关SB4互补，以及第一组中的第五开关SA5和第二组中的第五开关SB5互为互补，如此类推，直至定义第一组中的第六开关SA6和第二组开关中的第六开关SB6为互补开关。互补开关意味着互补的两者中的一者接通则另一者关断。作为飞跨电容式的多电平逆变方案，第一组开关中任意相邻的一对开关间的一个互连节点与第二组开关中相对应的一对相邻开关间的一个互连节点之间连接有一个或多个电容，藉此构成飞跨电容型多电平逆变器的单臂。

参见图2，第一组开关中相邻的一对开关SA1-SA2之间的互连节点NA1与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB1-SB2之间的互连节点NB1之间连接有一个或多个电容C1，其中：开关SA1的第二端和开关SA2的第一端连接于互连节点NA1以及还有开关SB1的第一端和开关SB2的第二端连接于互连节点NB1。

参见图2，第一组开关中相邻的一对开关SA2-SA3之间的互连节点NA2与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB2-SB3之间的互连节点NB2之间连接有一个或多个电容C2，其中：开关SA2的第二端和开关SA3的第一端连接于互连节点NA2以及还有开关SB2的第一端和开关SB3的第二端连接于互连节点NB2。

参见图2，第一组开关中相邻的一对开关SA3-SA4之间的互连节点NA3与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB3-SB4之间的互连节点NB3之间连接有一个或多个电容C3，其中：开关SA3的第二端和开关SA4的第一端连接于互连节点NA3以及还有开关SB3的第一端和开关SB4的第二端连接于互连节点NB3。

参见图2，第一组开关中相邻的一对开关SA4-SA5之间的互连节点NA4与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB4-SB5之间的互连节点NB4之间连接有一个或多个电容C4，其中：开关SA4的第二端和开关SA5的第一端连接于互连节点NA4以及还有开关SB4的第一端和开关SB5的第二端连接于互连节点NB4。

参见图2，第一组开关中相邻的一对开关SA5-SA6之间的互连节点NA5与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB5-SB6之间的互连节点NB5之间连接有一个或多个电容C5，其中：开关SA5的第二端和开关SA6的第一端连接于互连节点NA5以及还有开关SB5的第一端和开关SB6的第二端连接于互连节点NB5。

参见图3，在该实施例中和图1的单臂相比还额外提供了输出级。在第一中间节点处以第二中间节点处具有的参考电压源作为电压参考基准而产生前述一系列的所述多电平输出电压。譬如分别耦合到第一、第二输入端的第一、第二基准电压源，在第一和第二基准电压源之间串联有上部电容器（如一个或多个电容CU）和下部电容器（如一个或多个电容CD），且上部电容器和下部电容器耦合于一个第二中间节点NZ处，以第二中间节点具有的电压水准例如记作V3作为电压参考基准从而在第一中间节点处产生一系列的所述多电平输出电压。以三个参考基准电压源为例：电压水准最高的参考电压源V1耦合到传输线LNA处以及电压水准排第二的参考电压源V3通过电容器件CU/CD对应分别耦合到传输线LNE1/LNE2处且电压水准最低的参考电压源V2耦合到传输线LNB处。在可选的实施例中，单臂的第一中间节点NX处以参考电压源V3作为电压参考基准而产生一系列的多电平输出电压，负载LD连接在第一中间节点NX和第二中间节点NZ之间，负载被加载在输出端OUT1-OUT2之间而输出端OUT1则被耦合到第一中间节点NX处以及输出端OUT2则被耦合到第二中间节点NZ处。第一和第二输入端之间即LNA-LNB之间输入有直流电，由产生的一系列的多电平输出电压在第一和第二中间节点NX-NZ之间合成按照正弦波规律变化并等效为交流电的波形。第三电压即参考电压源V3可以是独立的电压源，第二电压即参考电压源V2可以是独立的电压，第一电压即参考电压源V1也可以是独立的电压，它们之间允许没有任何关联性。中间节点NX以中间节点NZ具有的参考电压源作为电压参考基准而产生多电平输出，则中间节点NZ又称为参考节点。

参见图3，如果传输线LNE1直接连接到带有参考电压源V1的传输线，对应的如果传输线LNE2直接连接到带有参考电压源V2的传输线，在传输线LNE1和LNE2之间串联两个以上的分压电容譬如串联分压电容CU-CD。分压电容CU和CD互连于分压节点实质上也是第二中间节点NZ：相当于在传输线LNE1和分压节点NZ之间连接有分压电容CU及在传输线LNE2和分压节点NZ之间连接有分压电容CD，分压电容的电容值可以相同或不同。分压节点/第二中间节点NZ处可以取得期望的合理分压值或取得合理的箝位电压值。实质上还可以理解为：在第一电压V1和第二电压V2之间串联两个以上的分压电容从而在第二中间节点NZ处取得第三电压的参考电压源V3，等效于在参考电压源V1和V2之间串联两个以上的分压电容从而在分压节点NZ处取得第三电压。如果满足上述电容CU和CD相等则第一电压也即V1相对第三电压也即V3的压降大小等于第三电压也即V3相对第二电压也即V2的压降大小，换而言之，第三电压是第一电压和第二电压两者的中点电位是被允许的，V1-V3=V3-V2是较佳的一个实施例。在可选的实施例中带有电压V1的传输线LNE1耦合到LNA，带有电压V2的传输线LNE2对应的耦合到LNB，这是图3展示的一个可选实施例。

参见图3，在可选的实施例中，第二电压也即参考电压源V2不再是独立的电压以及前述第一电压也即参考电压源V1也不再是独立的电压，而是将参考电压源V1的电位设置成等于传输线LNA上具有的电位VD，与此同时，将参考电压源V2的电位设置成等于传输线LNB上具有的电位VR。如图所示，带有参考电压源V1的传输线LNE1直接耦合到具有电位VD的传输线LNA，同时，带有参考电压源V2的传输线LNE2直接耦合到具有电位VR的传输线LNB。电容CU-CD互连于分压节点：在传输线LNE1和分压节点NZ之间连接分压电容CU以及还在传输线LNE2和分压节点NZ之间连接分压电容CD，分压电容CU-CD的电容值可以相同或不同。分压节点NZ处可以取得期望的合理分压值。如果电容CU和CD相等，则第一电压即V1相对第三电压也即V3的压降大小等于第三电压即V3相对第二电压即V2的压降大小，换而言之，第三电压是第一电压和第二电压两者的中点电位，VD-V3=V3-VR是较佳的一个实施例，此时第一电压的电位等于第一输入端的电位VD以及第二电压的电位等于第二输入端的电位VR。

参见图3，在可选的实施例中，披露了由高频切换的单臂开关控制产生交流电的多电平逆变系统，这里的多电平逆变器可以包含图1-2中的单臂，单臂可以输出多个电平等级的输出电压，这里的输出级包括众多数量的电压水准不同的参考电压源。输出级的功能包括将该些多个电平等级的输出电压切换到合适的电压基准，因为多个电平等级的输出电压只有相对明确的电压基准才能体现出电压水准或电平等级的大小。

参见图3，在该实施例中多电平逆变器包括连在传输线LNA和中间节点NX间的第一组开关SA1-SA3，连在传输线LNB和中间节点NX间的第二组开关SB1-SB3，多电平逆变器中上部臂SA1-SA3串联在传输线LNA和中间节点NX之间以及多电平逆变器中下部臂SB1-SB3串联在传输线LNB和中间节点NX之间，还可以直接表述为第一组开关和第二组开关串联在传输线LNA和传输线LNB之间。多电平逆变器中：第一组开关中任意相邻的一对开关SA1-SA2之间的互连节点NA1与第二组开关中相应的一对相邻开关SB1-SB2之间的互连节点NB1之间连接有一个或多个电容C1，以及第一组开关中任意相邻的一对开关SA2-SA3之间的互连节点NA2与第二组开关中相应的一对相邻开关SB2-SB3之间的互连节点NB2之间设置有一个或多个电容C2。正如上文介绍的那样满足开关SA1-SB1互补，开关SA2-SB2互补，开关SA3-SB3互补而藉此构成基于飞跨电容型箝位式逆变方案的单臂。输出级中电源V1通过某些电容CU连接在第二中间节点NZ处，电源V2通过某些电容CD连接在第二中间节点NZ处，输出级中参考电源V3等效于在第二中间节点NZ处。传输线LNE1-LNE2之间串联两个以上的分压电容如串联分压电容CU-CD，即在传输线LNE1和分压节点之间连接分压电容CU以及在传输线LNE2和分压节点NZ之间连接分压电容CD，分压节点处取得期望的合理分压值并作为电压源V3。带有参考电压源V1的传输线LNE1耦合到具有电位VD的输入传输线LNA，同时，带有参考电压源V2的传输线LNE2直接耦合到具有电位VR的输入传输线LNB。为了避免混淆，可以先设定逆变部分单臂的中间节点NX为定义的第一中间节点，输出级的中间节点NZ为第二中间节点。各个控制开关也即上文提及的第一组和第二组开关都是功率半导体开关，它们具有第一和第二端及接收控制信号/调制信号的控制端，控制信号如果控制该些开关接通则相当于开关的第一端和第二端之间导通或者控制该些开关予以关断则相当于开关的第一端和第二端之间被断开，譬如第一端和第二端可以是场效应管的漏极端和源极端或相反，还譬如是绝缘栅双极晶体管的集电极和发射极或相反，当然还可以是晶闸管的阳极和阴极或相反，开关的控制端是栅极或闸极端子等而开关还可以用可控硅开关器件等。作为输出级的输出端的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间产生交流电，第一输出端OUT1耦合到单臂的中间节点NX以及相应的第二输出端OUT2耦合到中间节点NZ，在第一和第二输出端OUT-OUT2之间连接交流负载LD部分。可以在第一输出端OUT1和中间节点NX之间连接滤波电感LX以及还可以在第一和第二输出端OUT-OUT2之间连接滤波电容CX。在第一和第二输入端之间输入直流电即在传输线LNA-LNB之间输入直流电，藉此由该一系列的多电平输出电压在所述的第一和第二中间节点NX-NZ之间合成按照正弦波规律变化并等效为交流电的波形，交流负载LD耦合在第一和第二中间节点NX-NZ之间。

参见图3，在可选的实施例中，再结合图2的拓扑来阐释产生交流电的可选方式而非必须的方式。设传输线LNA具有电位VD而传输线LNB具有电位VR则输入给多电平逆变器的直流电压为VD减去VR，它们的差值等于U。假定在参考地电势G和所述传输线LNA之间串联有电容CS1-CS2等，以及在参考地电势G和传输线LNB之间串联有电容CS3-CS4等，则相当于将多电平逆变器的直流输入电压U分成两个等份譬如传输线LNA相对于参考地电势G的正U/2电位，传输线LNB相对于参考地电势G的电势大小为负的U/2电位，满足VD－VR=U。在可选的实施例中先行设节点NA1和另外的节点NB1之间串联有电容C11-C12，节点NA2和节点NB2之间有电容C2，起始充电建立电压的阶段电容C11-C12合计充电为U/2以及电容C2充电为U/4。前文阐释母线电压U或记作U_BUS是可以上下浮动，并不要求U是持续固定的值，尤其是考虑到光伏发电的现场那些电池电压必然会随着昼夜交替而发生较大的起伏变化。第一组开关从耦合到第一输入端的首个开关SA1排序到耦合于中间节点NX的末尾开关SA3；第二组开关从耦合到第二输入端的首个开关SB1排序到耦合于中间节点NX的末尾开关SB3。

参见图4，在可选的实施例中，飞跨电容的预充电方法包括：将第一输入端从第一基准电压源上断开譬如从传输线LNA具有电位VD上断开，将第二输入端从第二基准电压源上断开譬如从传输线LNB具有电位VR上断开，只要在第一输入端和电位VD的提供者之间布置一个前侧开关而且关断该前侧开关即可，和在第二输入端和电位VR的提供者之间布置另一个前侧开关而且关断该另一个前侧开关即可。主要目的是因为直流母线作为直流电压VD-VR的提供者，带有较高的电压值会损坏开关和电容，所以它们不适合作为预充电的电压源。其后还需要将将第二输入端连接到参考节点NZ具有的电位，具体的实施例譬如：在第二输入端和CS1-CS2两者与CS3-CS4两者之间的互连点和第二输入端之间布置一个切换开关Q1，如果电容CS1-CS2等于电容CS3-CS4则它们的互连点基本上和参考节点NZ具有相同的电位G，利用接通的切换开关Q1就可以将第二输入端连接到参考节点具有的电位。然后再保持第二组开关中除了末尾的开关以外余下的其他开关全部进入接通状态，譬如第二组开关SB1-SB3中除了开关SB3以外余下的其他开关全部进入接通状态而开关SB3保持关断，由耦合到输出端OUT1的独立电源VB通过第一组开关所在的通路向全部飞跨电容C11/C12和C2实施初步反向充电，电容C11/C12可以等效为第一级飞跨电容，电容C2为第二级飞跨电容，我们还可以在输出端OUT1和独立电源VB之间布置控制开关Q2，只要控制开关Q2断开则输出端OUT1无法连接到这个独立电源而需要为飞跨电容充电时才接通控制开关Q2。第一和第二基准电压源分别耦合到第一和第二输入端并在一个输出端OUT1和一个参考节点（即第二中间节点NZ）之间产生交流电，在输出端OUT1和第一中间节点NX之间设置有电感器L。

参见图4，在可选的实施例中，相比图2而言，第一组和第二组当中的每个开关无需额外的电阻R，但是每个半导体功率开关可以带有体二极管Body-Diode或者直接为每个开关并联连接反向并联的二极管，第一组开关各带有反向二极管DA1-DA3以及第二组开关各带有反向二极管DB1-DB3。实施初步反向充电有多种实施例：向全部飞跨电容实施初步反向充电的阶段，同步保持第一组开关SA1-SA3全部进入接通状态从而由第一组开关作为充电路径，开关SA2-SA3的通路可以为第一级和第二级飞跨电容充电并且这些飞跨电容几乎可以达到相同的电压水准。或者向全部飞跨电容实施初步反向充电的阶段可以同步保持第一组开关SA1-SA3中除了首个开关SA1以外余下的开关SA2-SA3全部进入接通状态从而由第一组开关中接通的开关SA2-SA3作为充电路径，同样可以为第一级和第二级飞跨电容充电到相同的水准，但是首个开关SA1无需接通。

参见图4，在可选的实施例中，第一组开关各带有反向并联二极管DA1-DA3譬如金属氧化物半导体场效应晶体管或IGBT等半导体功率器件，以N型的NMOS场效应晶体管为例它的源极和漏极之间寄生有一个体二极管而且体二极管的阳极耦合到漏极端而阴极则耦合到源极端，甚至可以直接在半导体功率器件的第一端和第二端之间再额外地引入和并联连接这些反向连接的并联二极管来替代体二极管，则在向第一级和第二级等全部飞跨电容实施初步反向充电的阶段，是由第一组开关SA1-SA3各自带有的反向并联二极管作为充电路径，此时开关SA2-SA3可以接通也可以完全关断，开关SA1及其反向并联二极管因为不影响各级飞跨电容的充电而可以不予特别去控制：因此开关SA1既可以接通又可以完全关断。在可选的实施例中，在第一和第二基准电压源VD-VR之间串联有上部电容器CU和下部电容器CD且它们耦合于所述的参考节点NZ处，以参考节点NZ具有的电压水准例如G电位作为电压参考基准从而在中间节点NX处产生一系列的所述多电平输出电压，在第一和第二输入端之间输入等效为第一和第二基准电压源VD/VR之差的直流电压并由一系列的所述多电平输出电压在中间节点NX和参考节点NZ之间合成按照正弦波规律变化并等效为交流电的波形。基本原理还是SPWM机制。

参见图4，在可选的实施例中，第一和第二组开关中各自排序相同的开关设为一者接通则另一者被关断的互补开关，如SA1-SB1互补和SA2-SB2互补及SA3-SB3互补而且这种互补关系主要是指多电平逆变器在逆变工作阶段的开关状态。设定第一和第二组开关各有数量为K的开关，因此，从耦合于第一对互补开关的第一级飞跨电容依次排序到耦合于第K-1对互补开关的第K-1级的飞跨电容；在结束初步反向充电后再实施后续的阶梯充电，并在阶梯充电阶段使得任意前一级飞跨电容的电压均比相邻后一级飞跨电容的电压高出一个预定的单位电压。譬如：设定第一和第二组开关各有数量为3的开关，因此从耦合于第一对互补开关SA1/SB1的第一级飞跨电容C11-C12依次排序到耦合于第二对互补开关SA2/SB2的第二级的飞跨电容C2，同样需要在结束初步反向充电后再实施后续的阶梯充电，并在阶梯充电阶段，使得任意前一级飞跨电容C11-C12的电压均比相邻的后一级飞跨电容C2的电压高出一个预定的单位电压UID。在可选的实施例中在阶梯充电阶段设1≤Q≤K，如K=3而Q=1~2，为任意第Q级的飞跨电容充电的方式为：通过脉冲宽度调制信号PWM驱动第二组开关中排序为Q+1的开关在接通和关断之间高频切换而第二组开关中余下的其他开关全部保持接通，第一组开关中排序为Q+1的开关也被互补的高频切换和至少保持自第Q+2级至第K级的其他开关全部保持接通；最终可以以调节第二组开关中排序为Q+1的开关的占空比的方式将第Q级的飞跨电容充电到预设的电压水准。仍然以如K=3而Q=1~2为例，为第一级的飞跨电容充电的方式为：通过脉冲宽度调制信号PWM驱动第二组开关中排序为二的开关SB2在接通和关断之间高频切换而第二组开关中余下的其他开关SB1/SB3全部保持接通，第一组开关中排序为二的开关相当于是和SB2互补的开关SA2也被互补的高频切换，同时至少保持自第Q+2级至第K级的其他开关全部保持接通例如自第三级至第K级的第一组开关全部接通，这里是保持第三级的开关SA3接通，最终可以以调节第二组开关中排序为二的开关SA2的占空比的方式将第一级的飞跨电容C11/C12充电到预设的电压水准，该充电过程中脉冲宽度调制信号驱动开关SB2接通则调制信号还驱动SA2关断，脉冲调制信号驱动开关SB2关断则调制信号还驱动SA2接通。再以上下各六个开关管为例：为第三级的飞跨电容充电的方式为：通过脉冲宽度调制信号PWM驱动第二组开关中排序为四的开关SB4在接通和关断之间高频切换而第二组开关中余下的其他开关全部保持接通，第一组开关中排序为四的开关相当于是和SB4互补的开关SA4也被互补的高频切换，同时至少保持自第五级至第六级的其他开关全部保持接通例如开关SA5-SA6全部接通，最终以调节第二组开关中排序为四的开关SB4的占空比的方式将第三级的飞跨电容C3予以充电。

参见图4，在可选的实施例中，当在任意第Q级（1≤Q≤K）的飞跨电容被充电到预设的电压水准后，在为排序为第Q+1级的飞跨电容充电的过程中，控制第一组开关中排序为Q+1的开关予以关断。譬如：图4中当在任意第一级的飞跨电容C11/C12被充电到预设的电压水准后，在为排序为第二级的飞跨电容C2充电的过程中，控制第一组开关中排序为二的开关SA2予以关断，避免相邻的飞跨电容的电压串扰。再以上下各六个开关管为例：在为排序为第四级的飞跨电容C4充电的过程中，控制第一组开关中排序为五的开关SA5予以关断。在可选的实施例中，在向任意一级飞跨电容实施阶梯充电的阶段同时还保持第一组开关中的首个开关SA1被关断，譬如图4中在向第一级飞跨电容实施阶梯充电的阶段同时还保持第一组开关中的首个开关SA1被关断，在向第二级飞跨电容实施阶梯充电的阶段同时还保持第一组开关中的首个开关SA1被关断。

以上通过说明和附图的内容给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述内容提出了现有的较佳实施例，这些内容不作为局限。对于本领域的技术人员而言阅读上述内容后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在本申请权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。