阅读说明：本技术 一种高频交流输出移相全桥逆变器 (High-frequency alternating-current output phase-shifting full-bridge inverter ) 是由 马如伟 张春美 王东华 韩涛 吕赟 高飞 黄俊生 马伟 宋建国 张文娟 任维峰 于 2019-09-17 设计创作，主要内容包括：本发明提供一种高频交流输出移相全桥逆变器,包括控制系统、整流电路、输入滤波电路、全桥逆变电路、高频变压器和输出滤波电路,所述整流电路输出端连接输入滤波电路的输入端；所述输入滤波电路输出端连接全桥逆变电路输入端；所述全桥逆变电路输出端连接高频变压器输入端；所述高频变压器输出端连接输出滤波电路输入端；所述控制系统通过输入端连接输出滤波电路输出端,所述控制系统输出端通过驱动电路连接全桥逆变电路。本发明降低了开通损耗,从而降低逆变器整体损耗,提高逆变器的转换效率,提高大电网输电过程中的稳定性与可靠性,减小事故发生概率。(The invention provides a high-frequency alternating-current output phase-shifted full-bridge inverter which comprises a control system, a rectifying circuit, an input filter circuit, a full-bridge inverter circuit, a high-frequency transformer and an output filter circuit, wherein the output end of the rectifying circuit is connected with the input end of the input filter circuit; the output end of the input filter circuit is connected with the input end of the full-bridge inverter circuit; the output end of the full-bridge inverter circuit is connected with the input end of the high-frequency transformer; the output end of the high-frequency transformer is connected with the input end of the output filter circuit; the control system is connected with the output end of the output filter circuit through the input end, and the output end of the control system is connected with the full-bridge inverter circuit through the driving circuit. The invention reduces the opening loss, thereby reducing the integral loss of the inverter, improving the conversion efficiency of the inverter, improving the stability and reliability of a large power grid in the power transmission process and reducing the accident occurrence probability.)

一种高频交流输出移相全桥逆变器

技术领域

本发明涉及供电设备技术领域，具体涉及一种高频交流输出移相全桥逆变器。

背景技术

随着电力电子技术的发展，高效率高功率密度的电力电子装置被广泛的运用到电子/力设备中，是当今电子产品主流供电方式。在新能源发电系统、电机驱动、感应加热电源、大功率的焊机电源、电镀电源等很多重要的电力电子技术应用场合,对逆变器的可靠性和效率有着较高的要求。随着市场对逆变器性能和功率密度要求的不断提高，怎样在高开关频率下再次提升逆变器的转换效率，从而提升其在使用中的性能，使其长期工作在可靠的状态下是目前研究的重点。电力电子技术是能源高效转换领域的核心技术，它以电力电子器件为基础，实现对电能高效地产生、传输、转换、存储以及控制，从而提高对能源的有效利用、对可再生能源的有效开发，推动国民经济的可持续发展。世界上超过70％的电能都是通过电力电子器件进行控制的。如果能够改善电力电子器件的性能，那么能源的传输效率可大大提高、损耗可大为降低。电力电子器件的发展创新必将成为是我国节能降耗、绿色经济的关键技术之一。SiC MOSFET作为新一代“环保元件”已崭露头角，备受业界关注。目前市场上占有主流地位还是Si 器件，但是其发展已经经历了60多年，各方面的研究已表明它已无法满足新时期节能减排和新能源开发利用的要求。与硅(Si)器件相比碳化硅(SiC)具有“高耐压”、“高耐温”、“低导通电阻”、“高开关频率”等优异特性，理论上，SiC材料的击穿场强可达2～4MV/cm，其最高温度可达600℃，因此SiC 功率器件可在高电压高温下工作，如铁轨交通、高压电力、油井、航天航空等。其“环保元件”的称呼当之无愧。SiC功率器件因其高温优势可以工作在更为严峻的环境下，SiC功率器件高耐压特性使其可以工作在高压环境中，尤其是在刚刚过去的电力发展“2016~2020”规划中，我国正在大力发展“特高压”(直流达到±1100KV，交流达到±1500KV),因此在换流过程中需要更为耐高压的电力电子器件以减小器件的串联数量，提高大电网输电过程中的稳定性与可靠性，减小事故发生概率。

目前基于SiC材料的逆变器技术并不成熟，存在着损耗高、不稳定等等缺陷。

发明内容

针对现有技术的上述不足，本发明提供一种高频交流输出移相全桥逆变器，以解决上述技术问题。

本申请实施例提供一种高频交流输出移相全桥逆变器，包括控制系统、整流电路、输入滤波电路、全桥逆变电路、高频变压器和输出滤波电路，所述整流电路输出端连接输入滤波电路的输入端；所述输入滤波电路输出端连接全桥逆变电路输入端；所述全桥逆变电路输出端连接高频变压器输入端；所述高频变压器输出端连接输出滤波电路输入端；所述控制系统通过输入端连接输出滤波电路输出端，所述控制系统输出端通过驱动电路连接全桥逆变电路。

在本申请的一种实施方式中，所述整流电路采用三相不可控整流桥电路。

在本申请的一种实施方式中，所述三相不可控整流桥电路采用6单元模块的SKD100/16整流桥模块；并设置三相不可控整流桥电路可重复关断峰值电压为 1200V，电流有效值为25A。

在本申请的一种实施方式中，所述输入滤波电路包括多个并联滤波电容。

在本申请的一种实施方式中，所述高频变压器的磁芯材料采用铁氧体材料。

在本申请的一种实施方式中，所述全桥逆变电路包括直流电源、四个开关管，四个二极管、四个结电容、谐振电感Lr、变压器T、输出滤波电感、电容和负载；其中，两个开关管构成逆变电路的超前桥壁，另外两个开关管构成逆变电路的滞后桥壁；超前桥臂的两个开关管上分别并联有电容；在滞后桥臂的两个开关管上分别并联有电容。

在本申请的一种实施方式中，所述开关管采用SiC MOSFET。

在本申请的一种实施方式中，所述滞后桥臂的并联电容的电容值均为 2.5nF。

本发明的有益效果在于，

本发明提供的高频交流输出移相全桥逆变器，降低了开通损耗，从而降低逆变器整体损耗，提高逆变器的转换效率，提高大电网输电过程中的稳定性与可靠性，减小事故发生概率。

此外，本发明设计原理可靠，结构简单，具有非常广泛的应用前景。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本申请一个实施例的全桥逆变器的结构示意图；

图2是本申请一个实施例的全桥逆变器的电路示意图；

图3是本申请一个实施例的全桥逆变器的整流电路的电路示意图；

图4是本申请一个实施例的全桥逆变器的全桥逆变电路的电路示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以通过具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。

实施例1

请参考图1，本实施例提供一种高频交流输出移相全桥逆变器，控制系统、整流电路、输入滤波电路、全桥逆变电路、高频变压器和输出滤波电路，所述整流电路输出端连接输入滤波电路的输入端；所述输入滤波电路输出端连接全桥逆变电路输入端；所述全桥逆变电路输出端连接高频变压器输入端；所述高频变压器输出端连接输出滤波电路输入端；所述控制系统通过输入端连接输出滤波电路输出端，所述控制系统输出端通过驱动电路连接全桥逆变电路

实施例2

请参考图2，本实施例提供一种高频交流输出移相全桥逆变器，控制系统、整流电路、输入滤波电路、全桥逆变电路、高频变压器和输出滤波电路，所述整流电路输出端连接输入滤波电路的输入端；所述输入滤波电路输出端连接全桥逆变电路输入端；所述全桥逆变电路输出端连接高频变压器输入端；所述高频变压器输出端连接输出滤波电路输入端；所述控制系统通过输入端连接输出滤波电路输出端，所述控制系统输出端通过驱动电路连接全桥逆变电路其中，如图3所示，整流电路采用三相不可控整流桥电路。三相不可控整流桥电路采用6单元模块的SKD100/16整流桥模块；并设置三相不可控整流桥电路可重复关断峰值电压为1200V，电流有效值为25A。输入滤波电路包括多个并联滤波电容。高频变压器的磁芯材料采用铁氧体材料。参考图4，全桥逆变电路包括直流电源、四个开关管，四个二极管、四个结电容、谐振电感Lr、变压器T、输出滤波电感、电容和负载；其中，两个开关管构成逆变电路的超前桥壁，另外两个开关管构成逆变电路的滞后桥壁；超前桥臂的两个开关管上分别并联有电容；在滞后桥臂的两个开关管上分别并联有电容。

实施例3

本实施例提供一种高频交流输出移相全桥逆变器，三相不可控得整流电路、移相全桥ZVS逆变电路、输出滤波电路、负载、驱动电路、DSP主控制单元，如图1所示。输入交流380V，然后经三相不可控整流、稳压、逆变、输出滤波后得到220V交流电供给负载。

其中，(1)整流电路

整流侧采用三相不可控整流桥将交流电变换为直流电，空载时输出电压的平均值最大，为随着负载加重，输出电压平均值减少，最小平均值为u_d＝2.34U₂，Ud的值介于2.34U2和2.45U2之间。

(2)输入滤波电路

由于通过不控整流出来的电压是脉动的非平滑的，因此需要经过滤波电路后供给逆变电路，所以直流侧的电容起稳压和滤波的作用。

(3)全桥逆变电路

全桥逆变电路是由S1-S4四个开关管组成。S1、S3组成了逆变电路的超前桥壁，S2、S4组成了逆变电路的滞后桥壁。在功率开关管S1、S3上分别并联结电容C1、C3，用来实现超前桥臂的零电压开通，在S2、S4上也是分别并联 C2、C4，用来实现滞后桥臂零的电压开通和关断。

(4)高频变压器

高频变压器Tr的主要是用来降压和隔离的，电路中Lr是与结电容C1、C2、 C3、C4谐振的电感，高频变压器正常工作时会产生一定的漏感，两者共同与结电容谐振实现四个开关管的零电压开通。

(5)输出滤波电路

由变压器副边产生的交流电，需要经过输出滤波器即(输出滤波电感和电容)，进行滤波，最终输出所需要的电压电流波形。

选用IXYS生产的三相整流桥模块SN12/25搭建主电路的整流部分，其部分参数如下：SKD100/16为6单元模块，可重复关断峰值电压U_RRM为1200V，电流有效值I_d＝25A。其电路图如图3所示。

为了抑制整流后电压的波动，整流输出端并联大容量滤波电容，获得纹波较小的直流电压。输入滤波电容Cin的选择非常重要，如果Cin太小，直流电压Vin会产生比较大的波动。但是如果Cin太大，充电电流的脉冲宽度会变窄，电流幅值变高，输入的功率因数就会降低，输入电流过大增加滤波电容和输入整流二极管损耗的同时相应的成本也会增加，因此必须严格选取滤波电容。在本系统中，主开关SiC MOSFET选取了罗姆公司生产的SiC-MOSFET(SCT2080KE)，该功率开关管的主要参数指标如下：VDSS＝1200V，ID＝40A,满足设计的要求。在高频变压器的选择上，本系统选用的是铁氧体材料来作为变压器的磁芯材料，铁氧体不仅具有优异的综合电磁性能，而且具有价格低廉、饱和磁感应强度高、温度稳定性能良好等优势。在功率开关管的两端均并联一个电容，使超前桥臂的功率开关管实现零电压开通，软开关电源装置滞后桥臂的并联电容值取 C2＝C4＝2.5nF，运用ZVS软开关技术，让SiC MOSFET在零电压的状态下导通，设计ZVS全桥逆变电路，如图4所示。

移相全桥逆变电路是由直流电源Uin、S1-S4四个主开关管，VD1-VD4四个二极管、C1-C4四个结电容、谐振电感Lr、变压器T、输出滤波电感、电容、负载组成。本文中四个开关S1-S4均选用来自Rhom公司的SiCMOSFET (SCT2080KE)，四个二极管VD1-VD4也是来自于Rhom公司的SiCSBD (SCS210KE)。在移相全桥逆变器中S1、S3构成逆变电路的超前桥壁，S2、S4 构成了逆变电路的滞后桥壁。开关管S1、S3上分别并联结电容C1、C3，用以实现超前桥臂的零电压开通，同样在开关管S2、S4上各并联结电容C2、C4，用以实现滞后桥臂零的电压开通。

在实际应用中，四个开关管S1-S4均选用来自Rhom公司的SiC MOSFET(SCT2080KE)，四个二极管VD1-VD4也是来自于Rhom公司的SiC SBD (SCS210KE)。在移相全桥逆变器中S1、S3构成逆变电路的超前桥壁，S2、S4 构成了逆变电路的滞后桥壁。开关管S1、S3上分别并联结电容C1、C3，用以实现超前桥臂的零电压开通，同样在开关管S2、S4上各并联结电容C2、C4。在t0时刻开关管S1、S4处于导通的状态，电路中初级电流ip依次流经开关管 S1、谐振电感Lr、变压器初级线圈及开关管S4，次级电流由A流向B，在t1 时刻对开关管S1进行关断。在t1时刻，关断开关管S1，由于谐振电感以及变压器初级线圈中的电流是不会发生突变的，因此仍然维持原来的流动方向，正向续流的ip在全桥的左臂失去了主要通路，迫使原边电流ip从开关管S1转移到C1和C3支路上，电路中的电感Lr与电容C1和C3产生谐振，给C1进行充电，给C3进行放电，次级电流的流动方向是由A流向B。在t3时刻，谐振电感Lr与结电容C1、C3的谐振使得A点电位不断降低，直至VD3导通。变压器的原边电流ip流经开关管S4以及二极管VD3，ip呈线性下降状态，电路处于换流状态，开关管S3两端电压被钳位在零状态下。之后开关管S3可以在零电压的状态下完成导通，但是不流过电流，电流仍流经VD3，次级电流由A流向B。 t3时刻，开关管S4关断，正向续流的初级电流ip在逆变全桥的右臂失去了主要的通路，从而迫使初级电流ip将通路转移到了电容C2与C4上，此时线路中的谐振电感Lr与开关管的结电容C2与C4产生谐振，一方面把开关管结电容 C2上的电荷抽走(即给C2放电)，一方面又给结电容C4进行充电，次级电流的流动方向为由A流向B。在t4时刻，C2、C4与Lr构成谐振回路。在谐振过程中，谐振电感Lr的电流不断减小，因而B点电位不断升高，直到VD2导通，将开关管S2钳位到零，此时触发S2，那么S2是在零电压的状态下开通，但是此时电流不流经S2，ip仍然由VD2导通续流，此时谐振电感Lr的储能回馈给输入电源，次级电流由A流向B。在t5时刻，前半个工作周期结束，S3与S2 顺利实现在零电压状态下的导通。在t5时刻之后，开始另外半周期的工作，初级电流ip由正方向过零，并向负方向发展，流经开关管S2、S3、漏感Lr。而次级电流由B流向A，次级电流反向。在t6时刻，开关管S3关断，由于谐振电感Lr和变压器初级线圈中的电流不会发生突变，仍然维持原有电路的流动方向，原边电流从开关管S3转移到开关管结电容C1和C3上，电路中的电感Lr 与结电容C1和C3产生谐振，此时对结电容C1进行放电，对结电容C3进行充电，次级电流的流动方向由B流向A，次级电流反方向流动。在t7时刻，谐振电感Lr与开关管结电容C1、C3谐振，从而使得A点的电位不断提高，直至开关管S1反并联的二极管VD1导通。此时变压器的原边电流ip流经开关管S2 以及反并联二极管VD1，原边电流ip呈现性线性下降状态，此时电路处于环流状态，开关管S1两端电压被钳位在零状态下。之后开关管S1可以在零电压的状态下完成导通，但是暂时不通过电流，电流仍流经二极管VD1，次级电流的流动方向仍然是由B流向A。在t8时刻，开关管S2关断，反向续流的次级电流ip在逆变全桥的右桥臂失去了主要的通路，从而迫使初级电流ip将通路转移到了结电容C2、C4上，故谐振电感Lr与开关管结电容C2和C4产生谐振，一方面抽走了结电容C4上的电荷(即给C4进行放电)，另一方面又给结电容 C2进行充电，次级电流的流动方向仍然是由B流向A。在t9时刻，C2、C4与 Lr构成谐振回路，谐振过程中谐振电感Lr的电流不断减小，B点电位不断降低，直到VD4导通，此时将S4两端电压钳位到零，之后S4可以在零电压开通，但不流过电流，ip由仍由VD4导通续流，谐振电感的储能回馈给输入电源。

尽管通过参考附图并结合优选实施例的方式对本发明进行了详细描述，但本发明并不限于此。在不脱离本发明的精神和实质的前提下，本领域普通技术人员可以对本发明的实施例进行各种等效的修改或替换，而这些修改或替换都应在本发明的涵盖范围内/任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。