阅读说明：本技术 一种有源钳位反激变换器的多模式控制方法 (Multi-mode control method of active clamp flyback converter ) 是由 尹向阳 王海洲 袁源 刘湘 于 2019-09-25 设计创作，主要内容包括：本发明提供了一种有源钳位反激变换器的多模式控制方法,在所述反激变换器中,控制器通过检测反馈电压与设定的模式切换阈值电压比较后,实现所述两个驱动信号的后沿非互补模式、前沿非互补模式和前沿非互补Burst模式之间的模式切换。本发明采用后沿非互补模式来减小变换器的循环电流；采用前沿非互补模式取代普通反激模式,提升轻载效率；空载时采用前沿非互补突发模式,限制突发模式时的原边峰值电流的大小,避免音频噪声的产生,并且空载功耗低。(The invention provides a multi-mode control method of an active clamp flyback converter, in the flyback converter, a controller compares a detected feedback voltage with a set mode switching threshold voltage to realize mode switching among a back edge non-complementary mode, a front edge non-complementary mode and a front edge non-complementary Burst mode of two driving signals. The invention adopts the back porch non-complementary mode to reduce the circulating current of the converter; a common flyback mode is replaced by a leading edge non-complementary mode, so that light load efficiency is improved; and a front edge non-complementary burst mode is adopted during no-load, the size of primary side peak current during the burst mode is limited, audio noise is avoided, and no-load power consumption is low.)

一种有源钳位反激变换器的多模式控制方法

技术领域

本发明涉及一种反激变换器的控制方法，特别涉及一种有源钳位反激变换器多模式控制方法。

背景技术

反激变换器因其成本低、拓扑简单等优点广泛应用于中小功率开关电源。在实际工作过程中，反激变换器由于漏感的存在，导致原边的能量不能全部传递到副边，留在原边的漏感能量与MOS管结电容之间谐振导致主开关管的漏极产生高频的电压尖峰。做产品时为了减小开关管的电压应力，通常的做法是添加适用的吸收电路，常见的吸收电路有RCD吸收电路、LCD吸收电路和有源钳位电路。其中，有源钳位电路添加额外的钳位开关管及较大的钳位电容，可以将漏感能量保存下来，并回收此能量至变换器输入端。另外，由于漏感的电惯性，有源钳位电路在漏感能量的回收过程结束后通过反向励磁电流抽取主开关管漏端的结电容上的电荷，使得主开关管的漏极电压降低至零，从而实现主开关管的零电压开通(ZVS)，减小主开关管的开通损耗，进一步提高产品的功率密度。

如图1所示为典型有源钳位反激变换器的电路图。图中，LK为漏感、LM为励磁电感、C_CLAMP为钳位电容、S2为钳位开关管、S1为主开关管、C_OSS为主开关管结电容、RCS为励磁电感电流采样电阻、NP为变压器原边绕组匝数、NS为变压器副边绕组匝数、DR为整流二极管、C_OUT为变换器输出电容、单元120为变换器的控制器(即是该变换器的主控制芯片)、单元130为隔离反馈电路。主控制芯片通过隔离反馈单元130采样反激变换器的输出电压和电流采样电阻RCS上的压降实现双环路峰值电流模式控制，确定主开关管S1何时开通、何时关断。为了实现主开关管S1的ZVS开通，需要合理控制钳位开关管S2导通的时间。实际上，仅仅依靠漏感很难将开关节点的电压拉至地电位，而需要将励磁电感LM的感量适当减小，使得励磁电感也存在负向电流。在钳位开关管关闭之后，励磁电感和漏感仍然流过负向电流，从开关管结电容上抽取能量，使得开关节点电压拉至地电位。

如图2所示，为图1所示典型的互补模式有源钳位反激变换器工作在互补模式时的关键波形图。

下面根据不同时间点对图2进行原理分析：其中，S1为主开关管的栅极驱动波形，S2为钳位开关管的栅极驱动波形，VSW为主开关管漏端电压波形，ILM为励磁电感电流波形，ILK为漏感电流波形；

阶段一t₀～t₁：在t₀时刻开关管115的驱动信号S1由高电平切换到低电平，开关管115关闭，关闭后开关管115漏源极之间的输出结电容上的电压迅速上升至V_in+nV_out，电感器113通过变压器140开始向副边传递能量，电感器112通过开关管114的体二极管开始与电容器111谐振直到t₁；

阶段二t₁～t₂：在t₁时刻，开关管114的驱动信号S2由低电平切换到高电平，开关管114导通，开关管114导通后电感器113通过开关管114继续与电容器111谐振到t₂。此阶段原边继续向副边传递能量；

阶段三t₂～t₃：在t₂时刻，开关管114的驱动信号S2由高电平切换到低电平，开关管114关闭，开关管114关闭后，此时的谐振电流等于励磁电流，因此在该阶段内原边不再向副边传递能量，变压器原边绕组两端的电压不再被副边钳位，此时由于电感器113上存在负向励磁电流，因此该电流会抽取开关管115漏源极两端输出结电容上的电荷，从而实现下一周期开关管115的零电压开通；

阶段四t₃～t₄：在t₃时刻，开关管115的驱动信号S1由低电平切换到高电平，开关管115开通，电感器113把从输入电压源170获取的电能量转换为磁能并存储，原边励磁电流呈线性上升到t₄时刻。

假设，励磁电感的感量为L_M，漏感的感量为L_K，励磁电感电流正向的峰值为I_PKP，负向的峰值为I_PKN，主开关管漏端电压为V_SW，开关节点寄生电容容值为C_OSS。为了可靠地实现主开关管ZVS开通，以上功率级参数需要满足：

其中L_M和C_OSS是固定的，从该公式可以看出，要实现主开关管的ZVS，必须保证一定幅值的负向电感电流，并且随着输入电压增大所需要的负向电流也越大。当输出负载减小，正向电感电流的峰值开始减小，那么主开关管导通时间和钳位开关管导通时间也要相应地减小，才能保证负向励磁电流峰值为定值。所以，互补模式有源钳位反激变换器随着负载减小开关频率增大，开关管的开关损耗和驱动损耗在输出负载减小时没有降低。此外，轻负载时互补模式下钳位开关管通路仍然存在较大的循环能量，也会造成轻载效率降低。

专利US9991800B2给出了一种多模式控制的有源钳位反激控制器。该专利通过检测反馈引脚FB的电压来实现互补模式、普通反激和突发模式之间的切换，然而互补模式在45W以上的功率等级有优势，因为如果功率太小，工作在互补模式时循环电流依然很大，这就导致变换器在小功率等级上并没有优势。并且随着负载的减小，互补模式下开关频率会增大，这样导致模式切换时会出现工作频率有大的跳变，导致环路不稳和电磁干扰(EMI)特性差。轻载工作在传统反激断续(DCM)模式时，钳位电容上存储的能量只能通过并联一个大电阻来消耗，从而轻载效率不高。

专利US10243469B1给出了一种通过一种突发模式控制方式，该控制方式在小于20％负载时工作在普通反激突发模式，这种模式下钳位电容上存储的能量只能通过并联一个大电阻来消耗；满载时也是工作在互补模式，因此只适用于较大功率等级产品上。

专利CN101572490A提出了一种非互补控制方式，该控制方式虽然随着负载减小频率可以降低，但是由于依旧存在负向电流，从而导致变换器循环电流大轻载效率不高，同时负向电流的存在使得原边峰值电流比较大，从而导致空载功耗比较大且会有可听见噪声。

发明内容

鉴于现有技术的不足，本发明的目的是提供一种有源钳位反激变换器的多模式控制方法，主要用于小功率等级电源；既能够保证主开关管的ZVS实现、轻负载效率的提升和空载功耗低，同时轻载时频率可以进一步降低，并且多模式转换时不会造成频率突变。

为了实现上述发明目的，本发明提供一种有源钳位反激变换器的多模式控制方法，在所述反激变换器中，主开关管控制反激变压器初级绕组电流大小，钳位开关管对反激变压器的初级侧的节点电压进行钳位，控制器通过检测反激变换器输出端的反馈电压来产生用于控制主开关管和钳位开关管的两个驱动信号；其特征在于：控制器通过检测反馈电压与设定的模式切换阈值电压比较后，实现所述两个驱动信号的后沿非互补模式、前沿非互补模式和前沿非互补Burst模式之间的模式切换；模式切换阈值分别是后沿非互补模式转前沿非互补模式第一阈值电压V_ATD；前沿非互补模式转后沿非互补模式第二阈值电压V_DTA；突发模式第三阈值电压V_Burst；

当反馈电压大于第二阈值电压V_DTA时，变换器工作在后沿非互补模式；当反馈电压小于第一阈值电压V_ATD时，变换器工作在前沿非互补模式；当反馈电压处于第一阈值电压和第二阈值电压之间时，保持上一工作周期的工作模式；当反馈电压小于第三阈值电压V_Burst时，变换器工作在突发模式(Burst)；所述第一阈值V_ATD小于第二阈值V_DTA，第三阈值V_Burst小于第一阈值V_ATD，且这三个阈值的设计互相独立。

以上主开关管和钳位开关管的工作频率是一致的，但是两个开关管的导通时间不同，主开关管的导通时间是根据原边峰值电流采样电压与反馈电压作比较得到的，而钳位管的导通时间根据不同的工作模式而不同，工作在后沿非互补模式时，钳位管的导通时间要使得主开关管刚好实现ZVS开通；当工作在前沿非互补模式时，钳位管的导通时间是固定的。

通过采用后沿非互补模式来减小变换器的循环电流；采用前沿非互补模式取代普通反激模式，提升轻载效率；空载时采用前沿非互补突发模式，限制突发模式时的原边峰值电流的大小，避免音频噪声的产生，并且空载功耗低，且空载不需要在钳位电路并联大电阻来消耗钳位电容上的能量。

由于不同功率等级的阈值设定不一样，控制器留有两个引脚用于设定第一阈值和第二阈值，第一阈值和第二阈值一般设置在负载对应的反馈电压的5％-20％之间，根据不同的需求通过改变引脚对应的电阻阻值即可；第三阈值一般设置在负载对应的反馈电压的2％-4％之间。

进一步的，还设定降频第四阈值电压V_f，当反馈电压小于降频第四阈值电压V_f时，所述主开关管的开关频率随着反馈电压减小从最大频率开始减小；当反馈电压大于降频阈值电压时，所述主开关管的开关频率在最大开关频率上下浮动5％。

优选的，所述第四阈值电压一般设置在负载对应的反馈电压的60％-70％。

优选的，所述反馈电压FB电压小于第三阈值电压V_Burst时，控制变换器工作在突发模式，所述突发模式通过控制初级绕组峰值电流大小为一固定值，所述反馈电压FB电压小于第五阈值电压V_{Burst_L}时，同时关闭主开关管和钳位开关管驱动信号；当所述反馈电压FB电压大于第六阈值电压V_{Burst_H}时，正常输出主开关管和钳位开关管驱动信号。

其中第五阈值电压V_{Burst_L}和第六阈值电压V_{Burst_H}为控制器120内部设定的值，第五阈值电压和第六阈值电压小于第三阈值电压，且两者之间有0.5V的回差。

与现有技术相比，本发明多模式电源控制方法的有益效果在于：

1、重载时变换器的循环电流小，因为钳位管的导通时间根据不同的工作模式而不同，这样钳位管的导通时间是自适应的，不同输入电压下钳位管的导通时间不一样；

2、模式切换不影响环路的稳定性，模式切换时变换器工作在较轻的负载，此时钳位电容上的能量小，不会导致输出过冲或欠冲，因此不会影响环路的稳定性；

3、轻载时通过前沿非互补模式回收钳位电容上的能量，不需要并联大电阻；

4、轻载效率高，因为漏感能量不是被电阻消耗掉，而是会传到副边给负载；

5、空载功耗低，因为漏感能量不是被电阻消耗掉，而是会传到副边给负载。

附图说明

图1为现有典型ACF电路原理框图；

图2为现有典型互补模式控制方法有源钳位反激变换器关键信号波形图；

图3为本发明多模式电源控制方法的工作频率和模式切换与负载之间的关系；

图4为本发明多模式电源控制方法的后沿非互补模式关键波形图；

图5为本发明多模式电源控制方法的前沿非互补模式关键波形图；

图6为本发明多模式电源控制方法空载时突发模式关键波形图。

具体实施方式

在一种实施例中，多模式反激电源包括有源钳位反激变换器和控制器。有源钳位反激变换器用于将输入电压的调节并输出期望的电压，有源钳位反激变换器包括控制反激变压器初级绕组电流大小的主开关管，和对反激变压器的初级侧的节点电压进行钳位的钳位开关管。控制器通过检测FB电压来产生用于控制主开关管和钳位开关管的控制信号，多模式反激电源可以在后沿非互补模式、前沿非互补模式和前沿非互补突发模式(Burst模式)这些现有模式组合来驱动工作。其中后沿非互补模式和前沿非互补模式的开关频率随FB电压的变化而变化。

后沿非互补模式：是指钳位开关管关断后经过死区时间立即开通主开关管，驱动信号时序如图4所示，其中S1为主开关管驱动信号，S2为钳位开关管驱动；前沿非互补模式：是指主开关管关断后经过死区时间立即开通钳位开关管一小段时间，驱动信号时序如图5所示，其中S1为主开关管驱动信号，S2为钳位开关管驱动；前沿非互补Burst模式：是指在轻空载时主开关管与钳位开关管之间的时序信号是前沿非互补，在实际工作时，这两组驱动工作一段时间休息一段时间，从而降低等效频率，驱动信号时序如图6所示，其中S1为主开关管驱动信号，S2为钳位开关管驱动。

图1以示意图的形式给出了根据一些实施例的有源钳位反激电源。其中包括有源钳位反激(ACF)变换器160和控制器120，用于将电压源170的输入电压调节后并输出期望的输出电压V_out。

ACF变换器160包括初级侧电路110、反激变压器140、和次级侧电路150。反激变压器140的初级绕组和次级绕组都具有同名端和异名端，以及与初次级绕组耦合的磁芯。

初级侧电路110包括钳位电容器111、漏磁电感器112、励磁电感器113、钳位开关管114、主开关管115、采样电阻器116。电容器111的第一端子与输入电源170输出端连接。电感器112的第一端子与输入电压源170输出端连接，电感器112的第二端子与反激变压器140的初级绕组的异名端相连接。电感器113的第一端子与反激变压器140的初级绕组异名端相连接，电感器113的第二端子与反激变压器140的初级绕组的同名端相连接。开关管114的漏极与电容器111第二端子相连接，开关管114的源极与反激变压器140初级绕组的同名端相连接。开关管115的漏极与反激变压器140初级绕组的同名端相连接、开关管115的源极与电阻器116的第一端子相连接。电阻器116的第二端子与地线相连接。其中开关管114和115均为N沟道金属氧化物半导体(MOS)晶体管。

次级电路150包括输出整流二极管151、输出电容器152。整流二极管151的阳极与反激变压器次级绕组的同名端相连接，整流二极管151的阴极与输出电容器152的第一端子相连接。输出电容器152的第二端子与地线相连接。在某些实施例中整流二极管还可用N沟道金属氧化物半导体(MOS)晶体管替代。

控制器120包括与隔离反馈130的第二端口相连接的反馈信号输入端口FB，与开关管114的栅极相连接用于给其提供驱动信号的第二输出端口D2、与开关115的栅极相连接用于给其提供驱动信号的第一输出端口D1。如图1所示，控制器120是集成电路实现的，多模式电源的其他元件都是分立元件。在其他实施例中，一些分立器件也能集成到集成电路中。

在实际工作中，控制器120通过D1和D2端口发出的GS_1和GS_2驱动信号来控制开关管115和114的开关动作，用于控制ACF变换器160调节输出电压至预设值。隔离反馈电路将反馈信号FB提供给控制器120，控制器120将FB信号与预设参考电压进行比较，比较的得到的结果改变开关管114和115的占空比，从而将输出电压调节至期望值。

图3以图示的形式给出了图1反激变换器在后沿非互补模式、前沿非互补模式和前沿非互补Burst模式这些现有模式组合驱动下各模式切换过程。在图3中，横坐标表示单位为伏特的FB信号，纵坐标表示单位为千赫兹(KHz)的开关频率。当反馈电压大于降频第四阈值V_f时，所述主开关管的开关频率基本不变，可在最大开关频率上下浮动5％。当反馈电压小于第四阈值V_f时，ACF变换器的开关频率随着FB电压减小而成比例地减小，直到开关频率达到预设的f_sw(min)钳位频率点，防止ACF变换器160出现人耳可听见噪声。当反馈电压大于第二阈值电压V_DTA时，ACF变换器工作在后沿非互补有源钳位反激模式；当反馈电压小于V_ATD时，ACF变换器工作在前沿非互补有源钳位反激模式，当反馈电压处于第一阈值电压和第二阈值电压之间时，变换器保持上一工作周期的工作模式；当反馈电压小于第三阈值电压V_Burst时，变换器工作在突发模式(Burst)。

其中第一阈值V_ATD小于第二阈值V_DTA，第三阈值V_Burst小于第一阈值V_ATD，且这三个阈值的设计互相独立。第一阈值和第二阈值一般按负载对应的固定反馈电压的5％-20％来设置。第三阈值一般按负载对应的固定反馈电压的2％-4％来设置。上述第四阈值电压一般按负载对应的固定反馈电压的60％-70％来设置。

图4为本发明多模式电源的后沿非互补模式关键波形图。下面就后沿非互补工作原理进行分析：

第一阶段[T0～T1]：在T0时刻，主开关管S1开通，原边电流流经激磁电感、S1，线性增长，在T1时刻S1关断，阶段1结束。

第二阶段[T1～T2]：T1时刻S1关断，原边励磁电流给S1的输出电容充电，而S2的输出电容放电，钳位电容上的电压保持不变。副边整流二极管有两种可能的状态，取决于钳位电容电容电压VC和主开关管S1漏源两端电压Vds_1的差值。若

则二极管导通；反之，二极管截止。当Vds_1＝0时，此阶段结束.

第三阶段[T2～T3]：当Vds_1下降为零后，钳位开关管S2的体二极管导通。副边整流二极管导通，原边激磁电感两端电压被箝位在-NVO(负N倍输出电压)。漏感Lk和钳位电容谐振。

第四阶段[T3～T4]：在T3时刻，漏感电流下降为零，钳位开关管S2截止。副边整流二极管继续导通，原边激磁电感两端电压仍被箝位在-NVO，主开关管S1漏源极电压跌至Vin+NVO。

第五阶段[T4～T5]：T4时刻副边整流二极管电流自然过零，原边激磁电感钳位电压消失，激磁电感与主开关管S1、钳位开关管S2输出结电容谐振。T5时刻钳位开关管S2开通，此阶段结束。

第六阶段[T5～T6]：T5时刻钳位开关管S2开通，激磁电感和漏感两端电压被箝位在-VC，主开关管S1漏源极电压升至Vin+VC。副边整流二极管继续导通，激磁电感两端电压仍被箝位在-NVO，因而漏感两端电压被箝位在NVO-VC，漏感反向励磁，漏感电流谐振上升。T6时刻钳位开关管S2关断，此阶段结束。

第七阶段[T6～T7]：T6时刻钳位开关管S2关断，漏感电流给主开关管S1的输出电容放电，同时给钳位开关管S2输出电容充电，钳位电容电压VC保持不变。当Vds_1下降到零时，此阶段结束。

第八阶段[T7～T8]：当Vds_1下降为零后，主开关管S1体二极管导通。漏感Lk两端电压为NVO-Vin，漏感反向电流线性下降，主开关管S1必须在漏感电流再次反向之前开通，否则将不能实现零电压开通。

第九阶段[T8～T9]：T8时刻漏感电流上升至激磁电流即iLk(t8)＝iLm(t8)，理想变压器原边电流下降至零，副边整流二极管电流过零。漏感和激磁电感两端电压为Vin，漏感电流与激磁电流保持一致线性上升。

图5为本发明多模式电源的前沿非互补模式关键波形图。下面就前沿非互补工作原理进行分析：

阶段一t₀～t₁：在t₀时刻主开关管驱动信号S1由高电平切换到低电平，原边励磁电流给主开关管的输出结电容充电，漏感与钳位电容通过钳位开关管体二极管谐振电流给钳位电容放电，当主开关管结电容上的电压上升至V_in+nV_out时，钳位开关管漏源两端的电压下降到零，此时变压器开始向副边传递能量。

阶段二t₁～t₂：在t₁时刻，由于钳位开关管两端电压下降为零，钳位开关管实现零电压开通，漏感与钳位电容通过钳位开关管谐振，谐振电流给钳位电容充电，存储在漏感上的能量转移到钳位电容上存储起来，此时变压器依旧向副边传递能量。

阶段三t₂～t₃：在t₂时刻，钳位开关管关闭，励磁电流未下降到零，继续向副边传递能量直到励磁电流为零。

阶段四t₃～t₄：在t₃时刻，励磁电流为零，原边不再向副边传递能量，变压器绕组两端电压为零，此时变压器漏感和励磁电感一起与主开关管输出结电容发生谐振直到t₄时刻主开关管开通，进入下一周期。

图6为本发明空载时突发模式关键波形图。当负载为空载时，变换器工作在Burst模式(突发模式)。而进入突发模式是根据检测FB电压来实现的。

如果FB电压大于突发模式高阈值Burst_H(第六阈值)，控制器输出主开关管和钳位开关管前沿脉冲信号；

如果FB电压小于突发模式低阈值Burst_L(第五阈值)，控制器关断主开关管和钳位开关管前沿脉冲信号。

如果FB电压大于突发模式低阈值Burst_L，但是小于突发模式高阈值Burst_H，则控制器控制主开关管和钳位开关管的驱动信号保持上一周期的状态，最后保存当前采样的FB电压。

本发明的实施方式不限于此，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明的多模式反激电源控制方法还有其它的实施方式；因此本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，以上均落在本发明权利保护范围之内。